电源滤波器的设计通常可从共模和差模两方面来考虑。共模滤波器最重要的部分就是共模扼流圈，与差模扼流圈相比，共模扼流圈的一个显著优点在于它的电感值极高，而且体积又小，设计共模扼流圈时要考虑的一个重要问题是它的漏感，也就是差模电感。通常，计算漏感的办法是假定它为共模电感的1%，实际上漏感为共模电感的 0.5% ~ 4%之间。在设计最优性能的扼流圈时，这个误差的影响可能是不容忽视的。

漏感是如何形成的呢?紧密绕制，且绕满一周的环形线圈，即使没有磁芯，其所有磁通都集中在线圈"芯"内。但是，如果环形线圈没有绕满一周，或者绕制不紧密，那么磁通 就会从芯中泄漏出来。这种效应与线匝间的相对距离和螺旋管芯体的磁导率成正比。共模扼流圈有两个绕组，这两个绕组被设计成使它们所流过的电流沿线圈芯传导时方向相反，从而使磁场为0。如果为了安全起见，芯体上的线圈不是双线绕制，这样两个绕组之间就有相当大的间隙，自然就引起磁通"泄漏"，这即是说，磁场在所关心的各个点上并非真正为0。共模扼流圈的漏感是差模电感。事实上，与差模有关的磁通必须在某点上离开芯体，换句话说，磁通在芯体外部形成闭合回路，而不仅仅只局限在环形芯体内。

如果芯体具有差模电感，那么，差模电流就会使芯体内的磁通发生偏离零点，如果偏离太大，芯体便会发生磁饱和现象，使共模电感基本与无磁芯的电感一样。结果，共模辐射的强度就如同电路中没有扼流圈一样。差模电流在共模环形线圈中引起的磁通偏离可由下式得出:

式中，是芯体中的磁通变化量，Ldm是测得的差模电感，是差模峰值电流，n为共模线圈的匝数。

由于可以通过控制B总，使之小于B饱和，从而防止芯体发生磁饱和现象，有以下法则:

式中，是差模峰值电流，Bmax是磁通量的最大偏离，n是线圈的匝数，A是环形线圈的横截面积。Ldm是线圈的差模电感。

共模扼流圈的差模电感可以按如下方法测得:将其一引腿两端短接，然后测量另外两腿间的电感，其示值即为共模扼流圈的差模电感。

滤波器设计时，假定共模与差模这两部分是彼此独立的。然而，这两部分并非真正独立，因为共模扼流圈可以提供相当大的差模电感。这部分差模电感可由分立的差模电感来模拟。

为了利用差模电感，在滤波器的设计过程中，共模与差模不应同时进行，而应该按照一定的顺序来做。首先，应该测量共模噪声并将其滤除掉。采用差模抑制网络(Differential Mode Rejection Network)，可以将差模成分消除，因此就可以直接测量共模噪声了。如果设计的共模滤波器要同时使差模噪声不超过允许范围，那么就应测量共模与差模的混合噪声。因为已知共模成分在噪声容限以下，因此超标的仅是差模成分，可用共模滤波器的差模漏感来衰减。对于低功率电源系统，共模扼流圈的差模电感足以解决差模辐射问题，因为差模辐射的源阻抗较小，因此只有极少量的电感是有效的。

尽管少量的差模电感非常有用，但太大的差模电感可以使扼流圈发生磁饱和。可根据公式(2)作简单计算来避免磁饱和现象的发生。

测量共模线圈磁芯(整体或部分)的饱和特性通常是很困难的。通过简单的试验可以看出共模滤波器的衰减在多大程度上受由60Hz编置电流引起的电感减小量的影响。进行此项测试需要一台示波器和一个差模抑制网络(DMRN)。首先，用示波器来监测线电压。按如下方法从示波器的A通道输入信号，将示波器的时间基准置为2ms/div，然后将触发信号加在A通道上，在交流电压达到峰值时会有线电流产生，此时滤波器效能的降级是意料中的事情。差模抑制网络(DMRN)的输入端连接到LISN，输出端用50的阻抗进行匹配且与示波器的B通道相连。当共模扼流圈工作在线性区时，在输入电流波动期间，B通道监测到的发射增加值不超过6-10dB。图1为此测试在示波器上显示的结果，上面的曲线为共模发射;下面的曲线为线电压。在线电压峰值期间，桥式整流器正向导通且传送充电电流。

图1 示波器上显示的由于60Hz充电电流引起的共模扼流圈的降级

如果共模扼流圈达到饱和，那么在输入浪涌增加时，发射将会增加。如果共模扼流圈达到强饱和，发射强度与不加滤波器时的情况是一样的，也就是说很容易达到40dB以上。

这些实验数据可用其他方法来解释。发射最小值(线电流为0的时候)是滤波器无偏置电流时表现出来的效果。峰值发射与最小发射的比率，即降级因子，用来衡量线电流偏移量对滤波器实际效果的影响。降级因子较大表明共模扼流圈磁芯完全没有得到恰当的使用，较好的滤波器的"固有降级因子"差不多在2-4之间。它是由两种现象产生的:第一，60Hz充电电流引起的电感减小(如上所述);第二，桥式整流器的正向及反向导通。共模发射的等效电路由一个阻抗约为200pF的电压源、二极管阻抗和LISN的共模阻抗组成，如图2所示。当桥式整流器正向偏置时，在源阻抗、25和LISN共模阻抗之间会产生分压现象。当桥整流器反向偏置时，在源阻抗、整流桥反偏电容、LISN之间产生分压现象。当二极管整流桥反向偏置电容较小时，对共模滤除有一定效果。当整流桥正向偏置时则对共模滤除没有影响。

图2 共模辐射等效电路

由于产生了分压，固有降级因子的预期值为2左右。实际值的变化相当大，主要取决于源阻抗和二极管整流桥反向偏置电容的实际大小。在Flugan发明的一个电路中，正是应用这个原理来减小镇流器的传导发射的。

如果测试人员相当谨慎，那么就可以采取类似MIL-STD-461中的测试装置来检测共模扼流圈的饱和特性。这个原理的应用如下:测试时采用两只电流探头，低频探头监测线电流，高频探头仅测量共模发射电流。线电流监视器作为触发源。不过，使用电流探头的一个隐患是差模电流衰减是管芯内绕组导线对称性的函数。如果精心合理安排绕线布局的话，30dB左右的差模电流衰减是能够得到的。即使达到这个衰减值，测得的差模分量也可能超过预期的共模分量值。可用如下两项技术来解决这一问题:第一，将一只6kHz转折频率的高阶高通滤波器与示波器串联(注意应用50的终端阻抗进行匹配)。第二，在每只10μF的电容与电源总线之间接入一根导线。为了测量共模辐射，电流探头应夹在这些载有极小线电流的导线近旁。

为了快速且浅显地介绍共模扼流圈的作用，可考虑采用以下论述:"共模扼流圈管芯两侧的磁场相互抵消，因此不存在磁通使管芯饱和。"尽管这种论述对共模扼流圈作用的直觉叙述具体化了，但实质上并非如此。

* 假设电流密度J产生磁场H，那么就可得出结论:附近的另一个电流不会抵消或阻止磁场或者是由此而产生的电场。

* 同样一个相邻的电流可以导致磁场路径的改变。

* 在环形共模电感的特殊场合中，每条引线中的差模电流密度可假定是相等的，且方向相反。所以由此而产生的磁场必定在环形磁芯周边上的总和为0，而在其外部则不为0!

磁芯的作用就好像它在线圈绕组的间隙处裂为两半时所表现出来的效果一样。每个绕组在环形线圈一半的区域内产生磁场，意指穿过空气的磁场必定会形成自封闭回路，图3是环形磁芯和差模电流磁路的示意图。

图3 共模环形磁芯中差模磁路示意图

共模扼流圈能发挥一定的作用是由于μcm比μdm大好几个数量级的缘故，因为共模电流通常很小，可以通过使L/D保持在较低值来获得更小的μdm。

为了得到共模电感，同时又要使差模电感最小，最好是采用横截面积较大的磁芯绕制成多匝线圈。采用较大的螺旋管磁芯，也并非一定要这样的磁芯，可在共模扼流圈内并入有效的差模电感。因为差模磁通是远离磁芯(环形结构)的，因此可能会产生极强的辐射。尤其是滤波器安装在PCB板上的情况下，这种辐射可以耦合到电源线，使传导发射增强。当磁性材料被带到场内时(例如，环形磁芯放置在铁壳里)，差模磁导率就可能会显著地增加，从而由于差模电流而导致磁芯的饱和。

为了实现有效的滤波器设计，磁通离开磁芯引起的辐射问题必须予以解决。其办法有是将差模磁通限制在磁性结构物体中(壶形铁芯)，或者是为差模磁通(E形铁芯)提供一条高磁导率的路径。

如果共模扼流圈采用壶形铁芯结构，那么就需两个绕轴。图4示意出了壶形铁芯窗格里的两组线圈及其产生的磁通路径。同时也表明了同一结构条件下的差模磁通路径。

图4 共模壶形铁芯电感中的磁路

注意第一组，所有的磁通均在铁芯内部。正是由于这种结构，从铁芯外表面到其中心垂直隔板间的空气隙长度决定了纯磁阻的大小。使用磁导率大于10的垫圈后，就可以通过改变垫圈(其值等于空气隙长度)内外半径的大小来控制纯磁阻。壶形铁芯的差模电感、共模扼流圈可按如下公式计算:

具体尺寸如图5所示。

图5 壶形铁芯计算差模电感时的具体尺寸

减小差模路径上的磁阻将使差模电感增加。使用这种共模扼流圈的最显著的优点就在于壶形铁芯具有固有的"自屏蔽"特性。

另外还有一种共模扼流圈，它比环形磁芯线圈更易绕制，但比壶形铁芯线圈的辐射更厉害，E形铁芯线圈如图6所示。图中表明，共模磁通将外部引线上的两组线圈都联系在一起了。为了获得较高的磁导率，在外部引线上应没有空气隙。另一方面，差模磁通将外部引线和中心引线联系起来。差模路径中的磁导率可以通过使中心引线彼此隔开来取得，中心引线是产生辐射的主要区域。