当我第一次开始烹饪时，我宁愿独自一人，认为厨房里的其他人会让我分心。但当我开始尝试更复杂的食谱并进行多个烹饪步骤时，我发现拥有帮手非常有用，而且烹饪体验更有趣。俗语说得好：如果你不能打败他们，加入他们。

同样的原则适用于有源钳位反激。

每个人都想要更小的AC/DC转换器，尤其是当它们用于手机或平板电脑充电器时。由于简单，反激式转换器是首选的拓扑结构，因为它可以有效地将交流电转换为直流电，而只需很少的元件。但是，反激式电路能达到多小是受限的，因为与变压器漏感相关的损耗限制了实际大小。到目前为止，每个设计都通过减小漏感来应对这一点。但有源钳位反激打破了这个循环。

图1：有源钳位反激，漏感为红色，有源钳位为蓝色

有源钳位可存储能量并将其传输至输出，而非通过在电阻 - 电容 - 二极管（RCD）或齐纳钳位中消耗能量来应对漏感。智能控制钳位还提供零电压开关。这样消除了两大主要损耗来源，使得尺寸大大减小。如果要使用氮化镓（GaN）场效应晶体管（FET）——其输出电容和导通电阻较低，则适配器的尺寸可以减半！

但细节是关键，因为如果有源钳位得不到智能控制，它实际上会使效率变差。有源钳位反激在过去仅仅是一个幻想，因为没有足够的智能控制器来实现这种拓扑结构。但这一现象在UCC28780中已经发生了改变。这种有源钳位反激式控制器专门设计用于硅（Si）或GaN基功率级，使得这种拓扑结构适用于任何设计。UCC24612同步整流器符合美国能源部（DoE）VI级或行为准则（CoC）Tier 2标准。

其他资源

通过查看以下内容了解有关TI新型有源钳位反激式控制器的更多信息：UCC28780EVM-002，功率密度为22.5W/in3，峰值效率高于94%的45W GaN基评估模块。

采用SJ FET参考设计的高效率、高功率密度有源钳位反激适配器，具有6.2V/5A至9V/5A输出，符合USB Power Delivery的可编程电源设计。

众所周知，由电池供电的逆变电源通常都由两级组成，前级DC/DC电路将电池电压变换成直流约350V 电压，后级DC/AC电路将直流350V电压变换为交流220V电压。在这类逆变电源中，前级DC/DC电路一般供电电压较低(12V、24V或 48V)，输入电流较大，功率管导通压降高、损耗大，所以电源效率很难提高。其电路形式有：单端反激、单端正激、双管正激、半桥和全桥等，对于中小功率(约0.5~1kW)而言，单端反激电路具有一定优势，如：电路简单、控制方便、效率高等。本文就将以24V电池供电，输出350V/1kW为例，解析单端反激电路在逆变电源前级DC/DC电路中的应用。

常规单端反激电路结构

常规单端反激电路结构如图1所示，该电路的缺点在于功率管VT截止时，变压器初级的反峰能量，被VD1、C 1和R 1组成的吸收电路消耗掉;而且在输出功率相同的情况下，功率管通过电流(相对于多管并联)大，导通压降高，损耗大，所以效率和可靠性较低。

图1 常规单端反激电路结构

多管并联的单端反激电路结构

如图2所示，该电路的特点是，主功率电路采用4只功率管并联，每只功率管通过的电流为单管应用时的1/4(假定4只功率管参数一致)，则功率管的导通压降也 应为单管应用时的1/4.根据计算，在输出550W时，理论上，4管并联比单管可减小通态损耗约20W,提高效率近3个百分点。

图2 4只功率管并联主功率电路

采用能量回馈技术的单端反激电路结构

采用能量回馈技术的单端反激电路结构如图3所示，其主要波形如图4所示。在本电路中，用电容C 2、电感L 1、二极管VD1和VD2组成变压器初级反峰吸收电路，可使大部分反峰能量回馈到输入电容C 1上，减少了能量损耗，提高了电路效率。

图3 初级反峰吸收电路

图4 初级反峰吸收电路主要波形

其工作原理如下：

(1)t 0~t 1阶段：t 0时刻功率管截止，变压器初级电感L 、漏感L K、电容C 2和功率管输出电容C 0开始谐振，并很快使C 2电压达到U 0(N 1/N 2)，随后次级二极管导通，初级电压被钳位到U 0(N 1/N 2)，初级电感L 退出谐振，到t 1时刻I K为0,同时C 2和C 0上电压达到最大值，即开关管电压U S达到最大值(U IN+U C2MXA)。

(2) t 1~t 2阶段：在L K、C 2、C 0继续谐振，同时电感L 1参与谐振，C 2、C 0给输入电容C 1回馈能量，并且给L 1补充能量，到t 2时刻谐振停止，C 2电压又下降到U 0(N 1/N 2)。

(3)t 2~t 3阶段：t 2时刻开始，电感L 1给输入电容C 1回馈能量。C 2电压被钳位在(N 1/N 2)U 0、C 0即开关管上电压为U IN+(N 1/N 2)U 0,均保持不变，到t 3时刻，L 1中能量释放完毕。

(4)t 3~t 4阶段：开关管完全截止，C 2电压、C 0电压(即开关管电压)继续保持不变。

(5)t 4~t 5阶段：t 4时刻功率管导通，其电压U S开始下降，C 0开始通过开关管放电，并很快放完毕(全部损耗在功率管上);C 2和L 1开始谐振，即把C 2中的能量转移到L 1中，在t 5时刻L 1中电流达到最大值，功率管完全导通。

(6)t 5~t 6阶段：t 5时刻L 1通过VD1和VD2给输入电容C 1回馈能量，并给C 2充电到-U IN,到t 6时刻L 1中能量释放完毕。

(7)t 6~t 7阶段：该阶段功率管继续处于完全导通状态。

以上过程形成一个完整工作周期，可以看出，变压器漏感中的能量大部分被回馈到输入电容C 1中(C 0中有部分能量被消耗掉)，所以电源效率得到提高。

主要器件电压电流应力计算

由图3及原理分析，可得到如下计算公式：

其中：U SMAX即U C0MAX为功率管VT1~VT4所承受的最大电压应力：

U INMIN为输入电压最小值(取21V);U 0为输出电压(取350V);N 1、N 2为变压器初次级匝数(取15匝和117匝);△U C2由漏感引起的尖峰电压;I PK为漏感即初级峰值电流;L K为初级漏感(取0.4μH);C 2为外接电容(取30000pF);C 0为VT1~VT4输出电容之和(取4000pF);I PAV为功率管导通期间总电流平均值;η为电源效率(取92%);D MAX为最大占空比(取0.7);△I p为开关管导通期电流变化量;t ONMAX为开关管最大导通时间(取23μs);L为变压器初级电感值(取38μH);I L1MAX为L 1(取0.5mH)中通过的最大电流;P LK为漏感回馈到输入端的能量;f为功率管开关频率(取30kHz)。

由以上(1)~(6)式推导和化简，可得出下式：

由(7)~(11)式可计算出功率管、电感L 1所承受的电流电压应力(输出功率550W时)以及反峰吸收电路回馈到输入端的能量：

I PK=47A;U SMAX=188V;I L1MAX=1.5A;P LK=13.25W

同时由(7)~(11)式还可以看出：

(1)若要减小开关管电流应力I PK,则应增加占空比D和变压器初级电感量L ;

(2)若要减小开关管电压应力U SMAX,则应减小变压器初级漏感L K,同时增加C 2值(C 0的值由功率管参数决定);

(3)若要减小电感L 1中最大电流I L1MAX,则应增大电感L 1的电感量;(4)采用反峰吸收电路后，节省能量13.25W,可提高电源效率约2个百分点。

由以上计算可知，4只功率管额定电流至少应大于50A,考虑到功率管参数的差异性，其导通电流不完全相等，并且一般要留一定的安全裕量，所以，实际应用每只功率管额定电流值应大于50A,通态电阻愈小愈好，而耐压最好大于250V。

根据如下公式，可出计算出二极管VD0所承受的电压应力U D0、电流应力I SK：

由U DO=U 0+U INMAXN 2/N 1

得：U DO=584V

由I PKN 1=I SKN 2

得：I SK=6A

其中：I SK为次级峰值电流值。

一般要留一定的安全裕量，所以，而选用二极管额定电压应大于800V,额定电流应大于20A(考虑到过流、短路等因素)。

两路单端反激并联电路结构

若要增加输出功率，采用如图5并联结构，该电路结构可输出功率约1.1kW,用一只SG3525控制即可。

图5 两路单端反激并联电路结构

试验结果

由两路单端反激并联组成的逆变电源前级DC/DC电路(见图5)，输出功率约1.1kW,试验结果如表1所示。

表1 前级DC/DC试验结果

由上述DC/DC电路组成的1kVA逆变电源，输出AC220V50Hz正弦波，试验结果如表2所示，该电源体积320×200×60mm3。