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假设电网电压和电网的电流只含有基波分量并且相同，则注入到电网的瞬时功率为：
（5-24）
其中是注入电网的平均功率，是角频率，是时间。
因此，中间直流侧电压有小的脉动，同时由前述的Boost的光伏阵列的输出电流是在直流之上叠加了一个高频分量。同时雷击等尖峰电压和一些额外的因素引起的波动会对逆变器造成影响。因此有必要设置输入电容，使其与光伏阵列与逆变器之间的导线上的分布电感组成一个低通滤波，使各部分产生的干扰尽量不影响另一部分。
由经验值可得:输入电容的值一般取。
考虑到耐压，我们选取2个的电解电容进行串联。由于电容的串联涉及到均压的问题，采用并联均压电阻的措施。采用每组并联的电容上并联一个电阻，由三个电阻串联组成。
5.3.3功率因数（PF）
当逆变器的输出大于其额定输出的20%，平均功率因数应不小于0.85（超前或滞后），当逆变器的输出大于其额定输出的50%，平均功率因数不应小于0.95（超前或滞后）。
一段时期内的平均功率因数（PF）公式：
………………………………………（5）
式中：
——有功功率；
———无功功率。
注1：在供电机构许可下，特殊设计以提供无功功率补偿的逆变器可超出此限制工作；
注2：用于并网运行而设计的大多数逆变器功率因数接近1。
5.3.5工作频率
逆变器并网时应与电网同步运行。逆变器交流输出端频率的允许偏差为电网额定频率为。
5.3.6直流分量
并网运行时，逆变器向电网馈送的直流电流分量应不超过其输出电流额定值的0.5%或5mA,应取二者中较大值。
5.4.2发射要求
在居住、商业和轻工业环境中正常工作的逆变器的电磁发射应不超过GB 17799.3规定的发射限制；
连接到工业电网和在工业环境中正常工作的逆变器的电磁发射不应超过GB 17799.3规定的发射限制。
2.3太阳电池阵列输出功率数学模型
本文采用TRW太阳电池阵列输出功率数学模型[3,4]。任意太阳辐射强度和环境温度条件下，太阳电池温度
为
(21)
设在参考条件下，为短路电流；为开路电压；、为最大功率点电流和电压，则当光伏阵列电压为，其对应点电流为：
（22）
（23）
（24）
考虑太阳辐射变化和温度的影响时，
（25）
（26）
（27）
（28）
其中，、分别为太阳辐射和光电池温度参考值，一般分别取为和; 为在参考日照下的电流变化温度系数（）; 为在参考日照下的电压变化温度系数（）；为光伏阵列的串联电阻。
2.4逆变器输出功率数学模型
逆变器输出功率为
（29）
其中，为输出功率；为输入功率；为无载功率；为额定输出功率；为常数，表明输入与输出间的关系，由下式决定
（30）
其中，为逆变器的效率。2100433B
在全桥逆变器中，输出滤波电感是一个关键性的元件，并网系要要求在逆变器的输出侧实现功率因数为1，波形为正弦波，输出电流与网压频率相同。因而，电感值选取的合适与否直接影响电路的工作性能。对电感值的选取，可以从以下两个方面来考虑：
①
电流的波纹系数
输出滤波电感的值直接影响着输出纹波的大小，由电感的基本伏安关系可得：
（5-14）
其中电感两端电压，考虑到当输出电压处于峰值附近，即时，输出电流波纹最大，设此时开关周期为T，占空比为D,则有下式：
（5-15）
另外，根据电感的伏秒平衡原理，我们可以得到，
（5-16）
于是求得，
（5-17）
从（5-15）、（5-16）式可得，
（5-18）
在本系统中，开关管的工作频率取电流波纹系数则由式（5-18）计算可：
因此，要保证实际电流纹则滤波器电感满足。
②从逆变器的矢量三角形关系可知，
（5-19）
于是，它们的基波幅值满足下式
（5-20）
由正弦脉宽调制理论可知，
（5-21）
其中，为调制比，且从而：
（5-22）
于是，我们可以得到下式：
综上，滤波电感的取值范围为。在实际设计过程中，由于电感的体积、成本等因素的影响，一般只需考虑电感的下限值，即取稍大于下限值即可。另外需要特别指出的是，以上的计算是建立在额定输出电压，即的基础上，考虑到实际情况下网压的波动范围，在设计电感时最终选取电感值，电感的额定电流为。
两个结构和用途都不相干的东西。滤波电感只是用于滤除高频/交流，一般用铜线和硅钢片/钴非金/铁非金/铁氧软磁体等材料做成。储能电感多是空芯的，最佳材料是超导体。 滤波电感顾名思义是用来滤波的，多数是用铁...
储能电感是改善铝箔腐蚀和电解液的专门技术，使YCS3T系列充放电一百万次以上。滤波电感一般采用铁氧体材料，它可以方便地与穿心电容组合起来，形成复合滤波器，在高性能滤波器中，也采用线绕电感。但需注意，铁...
两个结构和用途都不相干的东西。滤波电感只是用于滤除高频/交流，一般用铜线和硅钢片/钴非金/铁非金/铁氧软磁体等材料做成。储能电感多是空芯的，最佳材料是超导体。滤波电感顾名思义是用来滤波的，多数是用铁氧...
使用T型结构的紧凑型电感耦合滤波器设计
使用T型结构的紧凑型电感耦合滤波器设计
提出了一种使用T型结构的紧凑型电感耦合滤波器,理论分析表明,使用这种由传输线中央加载容性电纳的T型结构来替代传统传输线,在不影响滤波器响应的同时可以有效地缩减滤波器的尺寸,获得电路结构的小型化。基于这一原理,笔者设计了一个三阶切比雪夫型电感耦合带通滤波器,仿真结果表明:T型结构不仅可以完美地满足滤波器设计要求,同时还可以使结构更加紧凑。
变频器输入滤波器，主要是由滤波电感、滤波电容和电阻构成。
方向不变，强度随时间作周期性改变的电流，叫脉动直流电流。也叫做脉冲电流。
直流脉动电流可以通过滤波电感转换为直流恒定电流。2100433B
在设计或优化VRM（电压调节模块）时，我们需要其输出阻抗数据及滤波电感和电容的阻抗数据，以便掌握完整的仿真模型。遗憾的是，供应商所提供的关于这些器件的数据通常不完整或有错，或者难以根据测量设置来解读。因此，我们不得不自己收集数据。
测量需要在整个所需要的频率范围内进行，视应用不同，范围通常从几kHz到约1GHz。由于这一频率范围非常宽，我们通常采用基于S参数的测量。高性能仿真器可直接将S参数器件测量整合进AC、DC、瞬态及谐波平衡仿真中，同时包括有限元PCB模型。
虽然非常有用，但标准的S参数测量通常是不够的。真正需要的是更大的范围，即部分S2p测量。我会解释为什么需要它以及如何进行这种改进的测量。
S参数是在很宽的频率范围内执行测量的简单方法，它使用固定阻值端口而不是高阻探头进行测量。用S参数测量阻抗有两种选择，一种是反射测量，另一种是THRU测量。
一个端口还是两个端口？为什么是部分的？
反射或单端口测量是最简单的，因为它只需一根电缆。但是它需要复杂的校准，通常包括用于测量的端口的OPEN校准、SHORT校准和LOAD或MATCH校准。大多数VNA（矢量网络分析仪）包括从S参数反射测量（S11或S22）到阻抗的转换，但非常简单。以单端口为例，对于给定参考阻抗Zref（典型值50Ω）的反射，S11与器件阻抗之间的关系如表1所示。
表1：单端口转换。
我们可以通过将要测量的设备与测量端口串联或并联来执行双端口测量。表2列出了S21与串联和并联配置的器件阻抗之间的关系。
表2：双端口转换。
DC接地回路
由于VNA的RF接地和互连测量电缆的串联电阻导致的直流接地环路，致使双端口分流贯通（shunt-thru）测量出现另一个问题。Keysight E5061B VNA在低频增益相位端口上具有半浮动输入，可消除直流接地环路、实现高达30MHz的低阻抗测量。对于E5061B高频端口和其它一般的VNA来说，必须使用诸如Picotest J2102A这样的共模同轴变压器将直流接地回路缩至最小。否则，低频测量会不准确。
这些阻抗测量选项的设置如图1所示。
图1：单端口和双端口阻抗测量的基本原理图。
图2中的仿真显示了每种测量技术的S参数的大小，它是器件阻抗的函数。随着S参数值接近1.0，所有测量值都失去灵敏性。
图2：作为器件阻抗函数的S参数量值。
图3显示了S参数量值从0.95到1.0的更高分辨率视图。
图3：作为器件阻抗函数的S参数量值的更高分辨率视图。
将可测量的S参数（S11、S22或S21）设置为最小40E-6，可获得合理的信噪比余量和0.95的最大值。每个测量的范围如表3所示。
表3：测量阻抗范围。
我们需要哪个范围？
我们通常会测量VRM、PDN（功率分配网络）、电容器和电感器，所以最小阻抗测量一般在mΩ范围内——无论是电感器DCR（直流阻值）、VRM输出阻抗还是电容器ESR（等效串联阻抗）。这需要双端口分流测量。
测得的S参数文件必须在整个仿真频率范围内有效。将测量范围设置为1kHz至500MHz，并使用被称为“实际测量范围”的方法，我们可以确定使用双端口分流测量能够测量的最大电感或电容。
使用双端口分流测量，可测量的最小电容值为800nF，无法测量高频去耦电容。可以在500MHz测量的最大电感仅为60nH。即使假设电感的谐振频率为100MHz，可测量的最大电感也小于1μH，从而将铁氧体磁珠和大多数输出滤波电感的测量排除在外。
进行此测量时会出现另一个问题。 S21、S11和S22都测量相同器件，因此测量的阻抗范围相同。如上所述，S11和S22的测量值低于单端口测量的范围。例如，在测量电感器时，DCR将作为S11和S22测量。在测量电容器时，将使用S11和S22测量ESR。这些单端口测量值在器件典型的低阻抗水平下是无效的。这就是为什么我们需要“部分”双端口直通测量的原因。我们只保留S21测量值，并删除S11和S22，因为它们在阻抗水平低于0.5Ω时无效。
一些仪器允许将测量结果保存为Touchstone阻抗文件，这是一种部分双端口S参数文件。
扩展双端口范围
我们可以使用串联电阻来扩展测量范围，以便有效增加端口参考阻抗。这可以让我们测量去耦电容和更大的电感。图4显示了这种测量的结果。
图4：添加串联电阻来扩展双端口分流测量的阻抗范围。
例如，增加一个450Ω串联电阻可使参考阻抗达到500Ω，从而将测量范围扩展10倍。在某些情况下，可通过使用衰减传输线示波器探头来容纳添加的串联电阻。1、5、10和20的缩放系数可作为单端口探头购买。一对探头可用于进行双端口扩展范围测量。表4列出了各种串联电阻值的测量范围。
表4：各种串联电阻值的测量阻抗范围。
表5列出了所包含的串联电阻的阻抗变换。
表5：包括串联电阻的阻抗转换。
对于任何一种极端测量范围条件下的测量，请务必执行完整的测量夹具移除校准或对两个部件进行完整的单端口校准以及THRU校准。如果还包含串联电阻，则应在设置中包含串联电阻并执行THRU校准。
在作为扩展范围双端口阻抗测量的示例中，使用了0.1μF陶瓷电容。图5显示结果高达30MHz。阻抗测量范围可能大于1kΩ，或低于9mΩ ESR。
图5： RS=200Ω时0.1μF电容的测量。
高频、低阻抗测量对非常小的夹具电感都非常敏感；而高频、高阻抗测量也对极小的夹具电容非常敏感。在高达1GHz的频率下测量较小的1nF电容结果如图6所示。
图6：该图显示了在高达1GHz的频率下1nF电容的测量结果。电容ESL结合约1pF的SMA连接器电容产生共振。
850MHz的共振是低质量SMA连接器的约1pF额外电容造成的。为了在这些频率下进行精确测量，我们需要更好的连接器和/或需要从测量中校准多余的电容。
结论
扩展范围技术和仅保存S21数据或Touchstone Z数据文件提供了调整测量以优化测量窗口的方法。这种测量方法的额外好处是，在测量低功率VRM时，扩展电阻可以减少负载。此技术也可用于测量电压基准和闭环运放的输出阻抗，而且也可以支持Picotest非侵入式稳定性测量。
变频器输入滤波器组成构件