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一般来说,这类模块称为负载点 (POL) 电源供应系统或使用点电源供应系统 (PUPS)。由于模块式结构的优点甚多,因此模块电源广泛用于交换设备、接入设备、移动通讯、微波通讯以及光传输、路由器等通信领域和汽车电子、航空航天等。
尤其近几年由于数据业务的飞速发展和分布式供电系统的不断推广,模块电源的增幅已经超出了一次电源。模块电源具有隔离作用,抗干扰能力强,自带保护功能,便于集成。随着半导体工艺、封装技术和高频软开关的大量使用,模块电源功率密度越来越大,转换效率越来越高,应用也越来越简单。
人们在开关电源技术领域是边开发相关的电力电子器件,边开发开关变频技术,两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类,DC/DC变换器现已实现模块化,且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化,并已得到用户的认可,但AC/DC的模块化,因其自身的特性使得在模块化的进程中,遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述
DC/DC变换是将可变的直流电压变换成固定的直流电压,也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种,一是脉宽调制方式Ts不变,改变ton(通用),二是频率调制(
(1)Buck电路--降压斩波器,其输出平均电压U0小于输入电压Ui,极性相同。
(2)Boost电路--升压斩波器,其输出平均电压U0大于输入电压Ui,极性相同。
(3)Buck-Boost电路--降压或升压斩波器,其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui,极性相反,电感传输。
(4)Cuk电路--降压或升压斩波器,其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui,极性相反,电容传输。还有Sepic、Zeta电路。
上述为非隔离型DC-DC变换器电路,隔离型DC-DC变换器有正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路。
当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃,美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器,其最大输出功率有300W、600W、800W等,相应的功率密度为(6.2、10、17)W/cm3,效率为(80~90)%。日本TDK-Lambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列,其开关频率为(200~300)kHz,功率密度已达到27W/cm3,采用同步整流器(MOSFET代替肖特基二极管),使整个电路效率提高到90%。
AC/DC变换是将交流变换为直流,其功率流向可以是双向的,功率流由电源流向负载的称为"整流",功率流由负载返回电源的称为"有源逆变"。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电,因必须经整流、滤波,因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的,同时因遇到安全标准(如UL、CCEE等)及EMC指令的限制(如IEC、、FCC、CSA),交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件,这样就限制AC/DC电源体积的小型化,另外,由于内部的高频、高压、大电流开关动作,使得解决EMC电磁兼容问题难度加大,也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求,由于同样的原因,高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大,限制了AC/DC变换器模块化的进程,因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。
AC/DC变换按电路的接线方式可分为,半波电路、全波电路。按电源相数可分为,单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。
开关电源的选用
开关电源在输入抗干扰性能上,由于其自身电路结构的特点(多级串联),一般的输入干扰如浪涌电压很难通过,在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势,其输出电压稳定度可达(0.5~1)%。开关电源模块作为一种电力电子集成器件,在选用中应注意以下几点:
简单给你举例吧,通信的光端机,电力各种继电保护装置,铁路的列调,工控各种仪表,三航不太了解,雷达算是一种,安防监控设备,具体的你可以看看杭州大华的产品,医疗心电监护仪,很多设备都会使用!这行这几年不好...
套用 电气定额 智能化一章中 模块安装 的 定额子目 。
AC-DC和DC-DC在电源输入的瞬间会有短时的大电流输入,如AC-DC,在输入电源的瞬间会出现一短暂(1/2~1个电源周期,如50Hz电源1/100~1/50秒)的大电流,此电流值根据产品不同而不同...
因开关电源工作效率高,一般可达到80%以上,故在其输出电流的选择上,应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流,以使被选用的开关电源具有高的性能价格比,通常输出计算公式为:
Is=KIf
式中:Is-开关电源的额定输出电流;
If-用电设备的最大吸收电流;
K-裕量系数,一般取1.5~1.8;
开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能,故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块,并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配,以避免损坏用电设备或开关电源。
功率 P=UI,是输出电压和输出电流的乘积。
输入电压分交流输入和直流输入2种。
输出电压一般是直流输出,但也有交流输出的。
工作温度
隔离电压:隔离就是将输出与输入进行电路上的分离。有以下几个作用:
一,电流变换;
二,为了防止输入输出相互干扰;
三,输入输出电路的信号特性相差太大,比如用弱信号控制强电的设备
封装尺寸有插针,贴片的,和螺旋。
输出有单路输出,双路输出及多路输出。电源模块是可以直接贴装在印刷电路板上的电源供应器,其特点是可为专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、微处理器、存储器、现场可编程门阵列 (FPGA) 及其他数字或模拟负载提供供电。一般来说,这类模块称为负载点(POL) 电源供应系统或使用点电源供应系统(PUPS)。由于模块式结构的优点甚多, 因此模块电源广泛用于交换设备、接入设备、移动通讯、 微波通讯以及光传输、路由器等通信领域和汽车电子、航空航天等。
按现代电力电子的应用领域,我们把电源模块划分如下:
高速发展的计算机技术带领人类进入了信息社会,同时也促进了电源模块技术的迅速发展。八十年代,计算机全面采用了开关电源,率先完成计算机电源换代。接着开关电源技术相继进入了电子、电器设备领域。
计算机技术的发展,提出绿色电脑和绿色电源模块。绿色电脑泛指对环境无害的个人电脑和相关产品,绿色电源系指与绿色电脑相关的高效省电电源,根据美国环境保护署l992年6月17日"能源之星"计划规定,桌上型个人电脑或相关的外围设备,在睡眠状态下的耗电量若小于30瓦,就符合绿色电脑的要求,提高电源效率是降低电源消耗的根本途径。就目 前效率为75%的200瓦开关电源而言,电源自身要消耗50瓦的能源。
通信业的迅速发展极大的推动了通信电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代通信供电系统的主流。在通信领域中,通常将整流器称为一次电源,而将直流-直流(DC/DC)变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标称值为48V的直流电源。当前在程控交换机用的一次电源中,传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代,高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT的高频工作,开关频率一般控制在50-100kHz范围内,实现高效率和小型化。近几年,开关整流器的功率容量不断扩大,单机容量己从48V/12.5A、48V/20A扩大到48V/200A、48V/400A。
因通信设备中所用集成电路的种类繁多,其电源电压也各不相同,在通信供电系统中采用高功率密度的高频DC-DC隔离电源模块,从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压,这样可大大减小损耗、方便维护,且安装、增加非常方便。一般都可直接装在标准控制板上,对二次电源的要求是高功率密度。因通信容量的不断增加,通信电源容量也将不断增加。
DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁列车、电动车的无级变速和控制,同时使上述控制获得加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约电能(20~30)%。直流斩波器不仅能起调压的作用(开关电源), 同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。
通信电源的二次电源DC/DC变换器已商品化,模块采用高频PWM技术,开关频率在500kHz左右,功率密度为5W~20W/in3。随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构,当前已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块,功率密度有较大幅度的提高。
不间断电源(UPS)是计算机、通信系统以及要求提供不能中断场合所必须的一种高可靠、高性能的电源。交流市电输入经整流器变成直流,一部分能量给蓄电池组充电,另一部分能量经逆变器变成交流,经转换开关送到负载。为了在逆变器故障时仍能向负载提供能量,另一路备用电源通过电源转换开关来实现。
现代UPS普遍了采用脉宽调制技术和功率M0SFET、IGBT等现代电力电子器件,电源的噪声得以降低,而效率和可靠性得以提高。微处理器软硬件技术的引入,可以实现对UPS的智能化管理,进行远程维护和远程诊断。
目前在线式UPS的最大容量已可作到600kVA。超小型UPS发展也很迅速,已经有0.5kVA、lVA、2kVA、3kVA等多种规格的产品。
变频器电源主要用于交流电机的变频调速,其在电气传动系统中占据的地位日趋重要,已获得巨大的节能效果。变频器电源主电路均采用交流-直流-交流方案。工频电源通过整流器变成固定的直流电压,然后由大功率晶体管或IGBT组成的PWM高频变换器, 将直流电压逆变成电压、频率可变的交流输出,电源输出波形近似于正弦波,用于驱动交流异步电动机实现无级调速。
国际上400kVA以下的变频器电源系列产品已经问世。八十年代初期,日本东芝公司最先将交流变频调速技术应用于空调器中。至1997年,其占有率已达到日本家用空调的70%以上。变频空调具有舒适、节能等优点。国内于90年代初期开始研究变频空调,96年引进生产线生产变频空调器,逐渐形成变频空调开发生产热点。预计到2000年左右将形成高潮。变频空调除了变频电源外,还要求有适合于变频调速的压缩机电机。优化控制策略,精选功能组件,是空调变频电源研制的进一步发展方向。
高频逆变式整流焊机电源是一种高性能、高效、省材的新型焊机电源,代表了当今焊机电源的发展方向。由于IGBT大容量模块的商用化,这种电源更有着广阔的应用前景。
逆变焊机电源大都采用交流-直流-交流-直流(AC-DC-AC-DC)变换的方法。50Hz交流电经全桥整流变成直流,IGBT组成的PWM高频变换部分将直流电逆变成20kHz的高频矩形波,经高频变压器耦合, 整流滤波后成为稳定的直流,供电弧使用。
由于焊机电源的工作条件恶劣,频繁的处于短路、燃弧、开路交替变化之中,因此高频逆变式整流焊机电源的工作可靠性问题成为最关键的问题,也是用户最关心的问题。采用微处理器做为脉冲宽度调制(PWM)的相关控制器,通过对多参数、多信息的提取与分析,达到预知系统各种工作状态的目的,进而提前对系统做出调整和处理,解决了当前大功率IGBT逆变电源可靠性。
国外逆变焊机已可做到额定焊接电流300A,负载持续率60%,全载电压60~75V,电流调节范围5~300A,重量29kg。
大功率开关型高压直流电源广泛应用于静电除尘、水质改良、医用X光机和CT机等大型设备。电压高达50~l59kV,电流达到0.5A以上,功率可达100kW。
自从70年代开始,日本的一些公司开始采用逆变技术,将市电整流后逆变为3kHz左右的中频,然后升压。进入80年代,高频开关电源技术迅速发展。德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件,将电源的开关频率提高到20kHz以上。并将干式变压器技术成功的应用于高频高压电源,取消了高压变压器油箱,使变压器系统的体积进一步减小。
国内对静电除尘高压直流电源进行了研制,市电经整流变为直流,采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流电压逆变为高频电压,然后由高频变压器升压,最后整流为直流高压。在电阻负载条件下,输出直流电压达到55kV,电流达到15mA,工作频率为25.6kHz。
传统的交流-直流(AC-DC)变换器在投运时,将向电网注入大量的谐波电流,引起谐波损耗和干扰,同时还出现装置网侧功率因数恶化的现象,即所谓"电力公害",例如,不可控整流加电容滤波时,网侧三次谐波含量可达(70~80)%,网侧功率因数仅有0.5~0.6。
电力有源滤波器是一种能够动态抑制谐波的新型电力电子装置,能克服传统LC滤波器的不足,是一种很有发展前途的谐波抑制手段。滤波器由桥式开关功率变换器和具体控制电路构成。与传统开关电源的区别是:(l)不仅反馈输出电压,还反馈输入平均电流; (2)电流环基准信号为电压环误差信号与全波整流电压取样信号之乘积。
分布式电源供电系统采用小功率模块和大规模控制集成电路作基本部件,利用最新理论和技术成果,组成积木式、智能化的大功率供电电源,从而使强电与弱电紧密结合,降低大功率元器件、大功率装置(集中式)的研制压力,提高生产效率。
八十年代初期,对分布式高频开关电源系统的研究基本集中在变换器并联技术的研究上。八十年代中后期,随着高频功率变换技术的迅述发展,各种变换器拓扑结构相继出现,结合大规模集成电路和功率元器件技术,使中小功率装置的集成成为可能,从而迅速地推动了分布式高频开关电源系统研究的展开。自八十年代后期开始,这一方向已成为国际电力电子学界的研究热点,论文数量逐年增加,应用领域不断扩大。
分布供电方式具有节能、可靠、高效、经济和维护方便等优点。已被大型计算机、通信设备、航空航天、工业控制等系统逐渐采纳,也是超高速型集成电路的低电压电源(3.3V)的最为理想的供电方式。在大功率场合,如电镀、电解电源、电力机车牵引电源、中频感应加热电源、电动机驱动电源等领域也有广阔的应用前景。
电源的电磁干扰水平是设计中最难的部分,设计人员能做的最多就是在设计中进行充分考虑,尤其在布局时。由于直流到直流的转换器很常用,所以硬件工程师或多或少都会接触到相关的工作,本文中我们将考虑与低电磁干扰设计相关的两种常见的折中方案 。
电源设计中即使是普通的直流到直流开关转换器的设计都会出现一系列问题,尤其在高功率电源设计中更是如此。除功能性考虑以外,工程师必须保证设计的鲁棒性,以符合成本目标要求以及热性能和空间限制,当然同时还要保证设计的进度。另外,出于产品规范和系统性能的考虑,电源产生的电磁干扰(EMI)必须足够低。不过,电源的电磁干扰水平却是设计中最难精确预计的项目。有些人甚至认为这简直是不可能的,设计人员能做的最多就是在设计中进行充分考虑,尤其在布局时。
尽管本文所讨论的原理适用于广泛的电源设计,但我们在此只关注直流到直流的转换器,因为它的应用相当广泛,几乎每一位硬件工程师都会接触到与它相关的工作,说不定什么时候就必须设计一个电源转换器。本文中我们将考虑与低电磁干扰设计相关的两种常见的折中方案;热性能、电磁干扰以及与PCB布局和电磁干扰相关的方案尺寸等。文中我们将使用一个简单的降压转换器做例子,如图1所示。
图1.普通的降压转换器
在频域内测量辐射和传导电磁干扰,这就是对已知波形做傅里叶级数展开,本文中我们着重考虑辐射电磁干扰性能。在同步降压转换器中,引起电磁干扰的主要开关波形是由Q1和Q2产生的,也就是每个场效应管在其各自导通周期内从漏极到源极的电流di/dt。图2所示的电流波形(Q和Q2on)不是很规则的梯形,但是我们的操作自由度也就更大,因为导体电流的过渡相对较慢,所以可以应用Henry Ott经典著作《电子系统中的噪声降低技术》中的公式1。我们发现,对于一个类似的波形,其上升和下降时间会直接影响谐波振幅或傅里叶系数(In)。
图2.Q1和Q2的波形
In=2IdSin(nπd)/nπd ×Sin(nπtr/T)/nπtr/T (1)
其中,n是谐波级次,T是周期,I是波形的峰值电流强度,d是占空比,而tr是tr或tf的最小值。
在实际应用中,极有可能会同时遇到奇次和偶次谐波发射。如果只产生奇次谐波,那么波形的占空比必须精确为50%。而实际情况中极少有这样的占空比精度。
谐波系列的电磁干扰幅度受Q1和Q2的通断影响。在测量漏源电压VDS的上升时间tr和下降时间tf,或流经Q1和Q2的电流上升率di/dt 时,可以很明显看到这一点。这也表示,我们可以很简单地通过减缓Q1或Q2的通断速度来降低电磁干扰水平。事实正是如此,延长开关时间的确对频率高于 f=1/πtr的谐波有很大影响。不过,此时必须在增加散热和降低损耗间进行折中。尽管如此,对这些参数加以控制仍是一个好方法,它有助于在电磁干扰和热性能间取得平衡。具体可以通过增加一个小阻值电阻(通常小于5Ω)实现,该电阻与Q1和Q2的栅极串联即可控制tr和tf,你也可以给栅极电阻串联一个 "关断二极管"来独立控制过渡时间tr或tf(见图3)。这其实是一个迭代过程,甚至连经验最丰富的电源设计人员都使用这种方法。我们的最终目标是通过放慢晶体管的通断速度,使电磁干扰降低至可接受的水平,同时保证其温度足够低以确保稳定性。
图3.用关联二极管来控制过渡时间
开关节点的物理回路面积对于控制电磁干扰也非常重要。通常,出于PCB面积的考虑,设计者都希望结构越紧凑越好,但是许多设计人员并不知道哪部分布局对电磁干扰的影响最大。回到之前的降压稳压器例子上,该例中有两个回路节点(如图4和图5所示),它们的尺寸会直接影响到电磁干扰水平。
图4.降压稳压器模型1
图5.降压稳压器模型2
Ott关于不同模式电磁干扰水平的公式(2)示意了回路面积对电路电磁干扰水平产生的直接线性影响。
E=263×10-16(f2AI)(1/r) (2)
辐射场正比于下列参数:涉及的谐波频率(f,单位Hz)、回路面积(A,单位m2)、电流(I)和测量距离(r,单位m)。
此概念可以推广到所有利用梯形波形进行电路设计的场合,不过本文仅讨论电源设计。参考图4中的交流模型,研究其回路电流流动情况:起点为输入电容器,然后在Q1导通期间流向Q1,再通过L1进入输出电容器,最后返回输入电容器中。
当Q1关断、Q2导通时,就形成了第二个回路。之后存储在L1内的能量流经输出电容器和Q2,如图5所示。这些回路面积控制对于降低电磁干扰是很重要的,在PCB走线布线时就要预先考虑清器件的布局问题。当然,回路面积能做到多小也是有实际限制的。
从公式2可以看出,减小开关节点的回路面积会有效降低电磁干扰水平。如果回路面积减小为原来的3倍,电磁干扰会降低9.5dB,如果减小为原来的10倍,则会降低20 dB。设计时,最好从最小化图4和图5所示的两个回路节点的回路面积着手,细致考虑器件的布局问题,同时注意铜线连接问题。尽量避免同时使用PCB的两面,因为通孔会使电感显着增高,进而带来其他问题。
恰当放置高频输入和输出电容器的重要性常被忽略。若干年以前,我所在的公司曾把我们的产品设计转让给国外制造商。结果,我的工作职责也发生了很大变化,我成了一名顾问,帮助电源设计新手解决文中提到的一系列需要权衡的事宜及其他众多问题。这里有一个含有集成镇流器的离线式开关的设计例子:设计人员希望降低最终功率级中的电磁干扰。我只是简单地将高频输出电容器移动到更靠近输出级的位置,其回路面积就大约只剩原来的一半,而电磁干扰就降低了约 6dB。而这位设计者显然不太懂得其中的道理,他称那个电容为"魔法帽子",而事实上我们只是减小了开关节点的回路面积。
还有一点至重要的,新改进的电路产生的问题可能比原先的还要严重。换句话说,尽管延长过渡时间可以减少电磁干扰,但其引起的热效应也随之成为重要的问题。有一种控制电磁干扰的方法是用全集成电源模块代替传统的直流到直流转换器。电源模块是含有全集成功率晶体管和电感的开关稳压器,它和线性稳压器一样可以很轻松地融入系统设计中。模块开关节点的回路面积远小于相似尺寸的稳压器或控制器,电源模块并不是新生事物,它的面世已经有一段时间了,但是直到现在,由于一系列问题,模块仍无法有效散热,且一经安装后就无法更改。
电源模块
1.1 电源模块的论证与选择 方案一:采用 线性元器件 LM7805 三端稳压器构成稳压电路,为单片机等其 他模块供电,输出纹波小,效率低,容易发热。 方案二:采用 元器件 2596为开关稳压芯片,效率高,输出的纹波大,不容易 发热。 方案三:采用线性元器件 2940构成稳压电路,为单片机等其他模块供电, 输出纹波小,效率高,不容易发热,综合性能高。 综合以上三种方案,选择方案三。 1.2 电源模块的论证与选择 飞行器的电机电源由 7.4伏的航模专用锂电池直接提供, 而瑞萨单片机的工 作电压在 3.3~5.5伏之间,所以系统需要进行一次电压转换,为控制核心供电, 其质量直接决定了系统的稳定性。 方案一: LM7805 模拟电源模块。 用 LM78/LM79 系列三端稳压 IC来组成稳压电源所 需的外围元件极少, 电路内部还有过流、 过热及调整管的保护电路, 使用起来可 靠、方便,而且价格便
负载电源模块
负载电源模块 PM 70 W 120/230VAC (6EP1332- 4BA00) ___________________ ___________________ ___________________ ___________________ ___________________ ___________________ ___________________ ___________________ SIMATIC S7-1500/ET 200MP 负载电源模块 PM 70 W 120/230VAC (6EP1332-4BA00) 设备手册 01/2013 A5E31691548-AA 前言 指导性文档 1 产品概述 2 接线 3 参数 4 报警、诊断、故障和状态信 息 5 技术参数 6 外形尺寸图 A 参数数据组 B Siemens AG Industry Sect
作者:邹林,硬十员工,专注开关电源学习研究与分享
1 概述
2 POE主要供电特性
2.1 PSE特性参数
2.2 PD功率等级
2.3 POE供电的工作过程
3 POE电源模块简介
3.1 POE电源模块芯片
3.2 输入电路以及输出电路简介
3.3 芯片外围电路简介
3.4 变压器和开关管的选择
4电源PDN和纹波噪声
4.1电源PDN
4.2电源纹波和电源噪声
5常见的纹波噪声测试方案
5.1 纹波噪声测试基本要求
5.2 高通滤波器特性分析
5.3 无源探头DC耦合测试
5.4 无源探头AC耦合测试
5.5 同轴线外部隔直电容DC50欧耦合测试
5.6 同轴线AC1M欧耦合测试
5.7 差分探头外置电容DC耦合测试
5.8 差分探头衰减DC耦合测试
6电源模块电压测试
6.1 输入电压测量
6.2 输出电压测量
7总结
1 概述:
定义:PoE全称Power Over Ethernet,是指10BASE-T、100BASE-TX、1000BASE-T以太网网络供电,即数据线和电源线在同一根网线上传输,其可靠供电的距离最长为100米。
PoE供电系统包含两种设备PSE和PD,PSE(power-sourcing equipment),主要是用来给其它设备进行供电的设备,PD(power device),在PoE供电系统中用来受电的设备。
2 POE主要供电特性
2.1 PSE特性参数:
(1)电压在44~57V之间,典型值为48V
(2)允许最大电流为550mA,最大启动电流为500mA
(3)典型工作电流为10~350mA,超载检测电流为350~500mA
(4)在空载条件下,最大需要电流为5mA
2.2 PD功率等级
PD功率等级分为CLASS 0、CLASS 1、CLASS 2、CLASS 3、CLASS 4、CLASS 5
CLASS 0 设备需要的最高工作功率为0.44W ~12.95W
CLASS 1 设备需要的最高工作功率为0.44W ~3.84W
CLASS 2 设备需要的最高工作功率为3.84W ~6.49W
CLASS 3 设备需要的最高工作功率为6.49W ~12.95W
CLASS 4 设备需要的最高工作功率为12.95W ~25.5W
CLASS 5 设备需要的最高工作功率为>25W
设计师可以根据功率要求将他们的设备指定为特定的级别。
2.3 POE供电的工作过程
在分级阶段,PSE将向PD施加15~20V的电压,并通过测量电流大小来确定PD的特定级别。在此阶段,PD的电源部分将被欠压锁定(UVLO)电路维持在无源状态,以便隔离开关级,直至特征和分级阶段完成。一旦分级完成后,PSE将会向PD提供全额工作电压。
当在一个网络中布置PSE供电端设备时,POE以太网供电工作过程如下所示:
检测:
首先PSE会发送一个测试电压给在网设备以探测受电设备中的一个24.9kΩ共模电阻。测试信号开始为2.5V,然后提升到10V,这将有助于补偿Cat-5电缆自身阻抗带来的损失。因为这种电缆最长可达100m。如果PSE检测到来自PD的适当阻抗特征(24.9kΩ),它便会继续提升电压。如果检测不到特征阻抗,PSE将不会为电缆加电。受电设备电路中的齐纳二极管会保证系统其余部分不受测试信号的干扰。
PD端设备分类:
当检测到受电端设备PD之后,PSE将向PD施加15~20V的电压,并通过测量电流大小来确定PD的特定级别。如果除了探测到第一级的电阻外没发现其他分级电路,该设备被定义成零级别。在此阶段,PD的电源部分将被欠压锁定(UVLO)电路维持在无源状态,以便隔离开关级,直至特征和分级阶段完成。
开始供电:
分级完成后,在一个可配置时间(一般小于15μs)的启动期内,PSE设备开始从低电压向PD设备
a)供电,直至提供48V的直流电源。
b)供电:为PD设备提供稳定可靠48V的直流电,满足PD设备不越过12.95W的功率消耗。
c)断电:若PD设备从网络上断开时,PSE就会快速地(一般在300~400ms之内)停止为PD设备供电,并重复检测过程以检测线缆的终端是否连接PD设备。
3 POE电源模块简介
本次POE电源模块采用MAX5969B和MAX5974A芯片来实现,功率等级为CLASS 4的POE电源。POE电源模块的电路拓扑结构采用反激式变换器实现,运用变压器原边反馈稳压以及副边同步整流技术。输入电压范围在36V~57V之间,输出电压稳点在5V,具有过压保护、过流保护等特点。如图1所示为POE电源的原理图。
3.1 POE电源模块芯片
芯片MAX5969B为用电设备(PD)提供符合以太网供电(PoE)系统IEEE802.3af/at标准的完整接口。MAX5969B为PD提供检测信号、分级信号以及带有浪涌电流控制的集成隔离功率开关。发生浪涌期间,MAX5969B将电流限制在180mA以内,直到隔离功率MOSFET完全开启后切换到较高的限流值(720mA至880mA)。器件具有输入UVLO,带有较宽的滞回和长周期干扰脉冲屏蔽,以补偿双绞线电缆的阻性衰减,确保上电/掉电期间无干扰传输。MAX5969B输入端能够承受高达100V的电压。
MAX5969B芯片特性如下:
(1)兼容于IEEE 802.3af/at
(2)2级事件分级
(3)简易的墙上适配器接口
(4)0至5级POE分级
(5)100V绝对最大额定输入
(6)180mA最大浪涌电流限制
(7)正常工作期间电流限制在720mA至880mA
(8)电流限制和折返式保护
(9)传统的36V UVLO (MAX5969A)
(10)IEEE 802.3af/at兼容、40V UVLO (MAX5969B)
(11)过热保护
(12)增强散热的3mm × 3mm、10引脚TDFN封装
如图2所示为MAX5969B的引脚图,接下来简要介绍下每个引脚。
图2 MAX5969B引脚图
表1 MAX5969B引脚简介
引脚 |
名称 |
功能 |
1 |
VDD |
正电源输入。在VDD和VSS之间连接一个68nF (最小值)的旁路电容。 |
2 |
DET |
检测电阻输入。在DET和VDD之间连接一个特征电阻(RDET= 24.9kΩ)。 |
3 |
N.C. |
无连接,没有内部连接。 |
4 |
I.C. |
内部连接,悬空。 |
5 |
VSS |
负电源输入。VSS连接到集成隔离n沟道功率MOSFET的源极。 |
6 |
RTN |
隔离MOSFET的漏极。RTN连接至集成隔离n沟道功率MOSFET的漏极,将RTN连接至后续的DC-DC转换器地。 |
7 |
WAD |
墙上电源适配器检测器输入。当VDD- VSS超过标记事件门限时,使能墙上适配器检测。当WAD与RTN之间的电压大于9V时,将进行检测。当连接墙上电源适配器时,断开隔离n沟道功率MOSFET,开启2EC吸电流电路。当不使用墙上电源适配器或其它辅助电源时,将WAD直接连接至RTN。 |
8 |
PG |
电源就绪指示开漏输出。热插拔MOSFET开关导通时,PG将吸收230μA电流以禁止后续的DC-DC转换器,直至热插拔开关完全导通。检测、分级和稳压供电模式下,禁止PG吸电流。 |
9 |
2EC |
低电平有效2级事件分级检测或墙上适配器检测输出。当检测到2类PSE或墙上适配器时,使能2EC处的1.5mA吸电流。当由2类PSE供电时,在隔离MOSFET完全开启后,2EC吸电流使能,并锁定为低电平,直到VIN下降至UVLO门限以下。当墙上适配器电源(通常大于9V)作用到WAD和RTN之间时,2EC也会有效。WAD触发2EC时,不会锁定2EC。 |
10 |
CLS |
分级电阻输入。在CLS和VSS之间连接电阻(RCLS),设置所要求的分级电流。关于特定PD分级对应的电阻值,。 |
–– |
EP |
裸焊盘。请勿将EP作为VSS的电气连接,EP通过 |
芯片MAX5969B工作过程的简单介绍,MAX5969B有4种不同的工作模式:
PD检测、PD分级、标记事件和PD供电模式。检测模式是用来检测设备是不是PD设备;分级模式是用来给PD设备确定输入功率为多大;标记事件一般用于2级分级模式检测;供电模式为正式给PD设备供电。
当输入电压在1.4V和10.1V之间时器件进入PD检测模式;当输入电压在12.6V和20V之间时,器件进入PD分级模式;一旦输入电压超过VON,器件则进入PD供电模式。
检测模式(1.4V≤ VIN ≤ 10.1V):
检测模式下,PSE向VIN施加1.4V至10.1V范围(最小步长为1V)的两个电压,并记录这两点处的电流测量值。然后,PSE计算DV/DI以确保连接了24.9kΩ特征电阻。在VDD和DET之间连接特征电阻(RDET),以确保正确的特征检测。检测模式下,MAX5969B将DET拉低。当输入电压超过12.5V时,DET变为高阻态。检测模式下,MAX5969B的大多数内部电路都处于关断状态,偏置电流小于10μA。
分级模式(12.6V≤ VIN ≤ 20V) :
分级模式下,PSE根据PD所需的功耗对PD进行分级,使PSE能够有效管理功率分配。0至5级的定义可通过查看数据手册知道(IEEE 802.3af/at标准仅定义了0至4级,5级用于特殊要求)。CLS与VSS之间连接一个外部电阻(RCLS),用于设置分级电流。PSE通过向PD输入施加电压并测量PSE输出的电流来确定PD的级别。当PSE施加的电压在12.6V和20V之间时。PSE使用分级电流信息来对PD功率要求进行分级。分级电流包括RCLS吸收的电流和MAX5969B的电源电流。所以PD吸收的总电流在IEEE 802.3af/at标准的指标范围之内。当器件处于供电模式时,则关闭分级电流。
供电模式(唤醒模式)
当VIN上升到欠压锁定门限(VON)以上时,MAX5969B进入供电模式。当VIN上升到VON以上时,MAX5969B开启内部n沟道隔离MOSFET,将VSS连接至RTN,内部浪涌电流限制设置为135mA (典型值)。当RTN处的电压接近VSS并且浪涌电流降至浪涌门限以下时,隔离MOSFET完全开启。一旦完全开启隔离MOSFET,MAX5969B将电流限制更改为800mA。在功率MOSFET完全开启之前,电源就绪开漏输出(PG)保持为低电平,持续时间至少为,以在浪涌期间禁止后续的DC-DC转换器。
芯片还有一些其它的工作状态,例如欠压锁定、热关断保护、墙上电源适配器检测和工作等。
芯片MAX5974A为宽输入电压范围、有源钳位、电流模式PWM控制器,用于控制以太网供电(PoE)的用电设备(PD)中的正激转换器。MAX5974A适用于通用或电信系统的输入电压范围。芯片MAX5974A独特的电路设计能够在不需要光耦的前提下获得稳定的输出。
MAX5974A有很多特性,以下简要介绍几个:
(1)峰值电流模式控制、有源钳位、正激PWM控制器
(2)无需光耦即可获得稳压输出
(3)100kHz至600kHz可编程、±8%抖动控制的开关频率,可同步至高达1.2MHz
(4)可编程频率抖动,支持低EMI、扩频工作
(5)可编程死区时间、PWM软启动、电流斜率补偿
如图3所示为芯片的引脚图。
图3 MAX5974引脚图
表2 MAX5974A引脚简介
引脚 |
名称 |
功能 |
1 |
DT |
死区时间编程电阻连接。将电阻RDT从DT连接至GND,设置NDRV和AUXDRV信号之间的死区时间。参考死区时间部分计算具体死区时间对应的电阻值。 |
2 |
DITHER/ SYNC |
频率加抖编程或同步连接。对于扩频操作,将一个电容从DITHER连接至GND,将一个电阻从DITHER连接至RT。如需将内部振荡器同步至外部提供的频率,请将DITHER/SYNC连接至同步脉冲。 |
3 |
RT |
开关频率编程电阻连接。将电阻RRT从RT连接至GND,设置PWM开关频率。参考振荡器/开关频率部分计算具体振荡器频率对应的电阻值。 |
4 |
FFB |
频率折返门限编程输入。将一个电阻从FFB连接至GND,设置输出平均电流门限。低于该门限时,转换器将开关频率折返至其原始值的1/2。该引脚连接至GND时,禁用频率折返功能。 |
5 |
COMP |
跨导放大器输出和PWM比较器输入。使用电平转换器将COMP转换至低电平,并连接至PWM比较器的反相输入。 |
引脚 |
名称 |
功能 |
6 |
FB |
跨导放大器反相输入。 |
7 |
SGND |
信号地。 |
8 |
CSSC |
带有斜率补偿输入的电流检测。连接在CSSC与CS之间的电阻用于设置斜率补偿量。 |
9 |
CS |
电流检测输入。用于平均电流检测和逐周期限流的电流检测连接。峰值限流触发电压为400mV,反向限流触发电压为-100mV。 |
10 |
PGND |
功率地。PGND为栅极驱动器的开关电流回路。 |
11 |
NDRV |
主开关栅极驱动器输出。 |
12 |
AUXDRV |
pMOS有源钳位开关栅极驱动器输出。AUXDRV亦可驱动脉冲变压器,用于同步反激应用。 |
13 |
IN |
转换器电源输入。IN具有宽UVLO滞回,能够实现高效率电源设计。当使用使能输入EN设置电源的UVLO电平时,在IN和PGND之间连接一个齐纳二极管,确保VIN总是被钳位至低于其绝对最大额定值26V。 |
14 |
EN |
使能输入。当EN电压低于VENF时,栅极驱动器被禁用,器件处于低功耗UVLO模式。当EN电压高于VENR时,器件检查其它使能条件。 |
15 |
DCLMP |
前馈最大占空比钳位编程输入。在输入电源电压DCLMP和GND之间连接一个电阻分压器。DCLMP上的电压设置转换器的最大占空比(DMAX),该值与输入电源电压成反比,所以MOSFET在发生瞬态期间仍然处于受保护状态。 |
16 |
SS |
软启动编程电容连接。在SS和GND之间连接一个电容,设置软启动周期。该电容还决定打嗝模式限流的重启时间。SS和GND之间的电阻亦可用于设置低于75%的DMAX。 |
— |
EP |
裸焊盘。内部连接至GND。连接至大面积接地区域以增强散热。不要将其作为电气连接点。 |
3.2 输入电路以及输出电路简介
输入电压取自于网络端口的48V电源,输入电压经过两个整流桥D1、D2,其中D26是一个瞬态抑制二极管SMBJ54A用来保护输入过压。
输出电压通过反激变压器的副边整流后得到,由于整流后脉动电压较大,所以会在整流后添加输出滤波电容,输出滤波电容一般会选择几个大电容再加一个小电容并联,大电容起到储能和滤波的作用,小电容用来高频去耦,几个电容并联可以将输出电阻降到最小。本模块POE电源选择3颗封装为1206,容值大小为47uF的陶瓷电容。反激变压器选择SIR412DP开关管实现有源整流,利用变压器副边绕组来获得驱动电压,这样变压器原边就不需要消磁电路或者吸收电路,而是把能量用来驱动SIR412DP开关管,实现同步整流技术。开关管的漏极和源极并联RCD吸收电路,用来抑制开关管漏源端的电压尖峰而达到保护开关管的目的。虽然说MOSFET的是一种压控压型的开关管,但是对于开关管开通和关闭都是给开关管的寄生电容充电来打开或关闭,这就需要一定的驱动电流。所以在驱动电路中串联一个10欧姆的电阻。
3.3 芯片外围电路简介
芯片MAX5969B主要作用体现在刚刚上电的时候和PSE供电模块用来通信的芯片,对于每一个POE电源来说,这种类似的芯片是必不可少的。市面上有些号称是POE电源的往往只是把48V的电压变成5V或者其它的电压,在上电的时候并没有检测、分级的阶段,这对于受电设备来说是危险的。检测电源是POE电源还是非POE电源的一般方法是,拿万用表测量供电脚,一般是网络端口的4,5、7,8脚,如果端口输出是稳定的48V电压,这说明电源是非POE电源;如果测量的电压在2~10V跳动,则说明电源是POE电源,电压跳动是在对PD端进行检测。
芯片MAX5969B的VDD是电源引脚,VDD和VSS之间接有0.1uF的电容用来旁路,电容C7和C13用来储能和滤波。
DET接一个24.9K的电阻到Vin,这个电阻是特征电阻不可更改,要是把这个电阻的阻值改变了,POE电源工作会不正常。
VSS引脚是接输入整流过后的地端,VSS内部通过MOSFET管和变压器原边的接地端相连。当芯片处于检测与分级阶段时候,内部MOSFET处于断开的状态。
RTN引脚接变压器原边的地端,是后继DC-DC的功率地端。
WAD引脚是用来接墙上适配器电源供电,本模块的POE电源没有用上墙上适配器,但是在电路设计的时候也考虑到了,只是没有焊接相关器件。
PG引脚内部是MOSFET漏极输出,在芯片内部的MOSFET完全开启之前,PG保持为低电平,PG端接MAX5974A的使能端,故PG在保持低电平期间,MAX5974A是处于不工作状态。PG外接1nF的电容旁路。
2EC引脚是2级事件检测脚,本模块没有用上直接上拉100K电阻到RTN,以防PD设备处于2级状态时,2EC引脚有一个回路。
CLS引脚是分级电阻输入引脚,CLS引脚接多大电阻到VSS地端,就决定了POE电源是处于哪一级。可查看数据手册知当接30.9欧姆电阻时,PD设备设置为4级电路状态,也就是说PD设备要消耗12.95-25.5W的功率。
芯片MAX5974A是一款电源管理芯片,芯片内部集成了许多功能,只要根据芯片数据手册推荐的外围电路搭建方法,只需简单的配置些电容和电阻很快就可以设计出一块电源模块。接下来将介绍芯片每个引脚外围电路的搭建,来更好的理解芯片以及反激式开关电源。
DT引脚是用来设置死区时间的,由于MAX5974A这款芯片提供了两个栅极驱动器输出,一个是NDRV主开关栅极驱动器输出,是用来驱动变压器原边是处于断开状态还是出来接通状态。一个是AUXDRV是用来给变压器副边开关管实现同步整流的驱动信号,由于变压器原边开关管和变压器副边开关管不能够同时开启,尽管NDRV和AUXDRV是互补输出的,但是由于开关管本身的开通和关断过程不理想,在开通和关断的时候有一定的时间延迟,故此需要添加一定的死区时间。死区时间设置时间在40ns至400ns之间,死区时间的设置是通过外接一个电阻到RTN地端,具体多大的电阻设置多长的死区时间,可通过如下公式得到:
本模块选择=27KW,死区时间就为108ns,对于这个死区时间已经足够了,因为本次使用的MOSFET的延迟时间都在40ns以内。
DITHER/SYNC引脚为频率加抖编程或者同步连接引脚。在DITHER/SYNC和RTN地之间连接一个电容,在DITHER/SYNC和RT之间连接一个电阻,可以在范围内对转换器的开关频率加抖,从而降低EMI。具体过程是DITHER/SYNC处的电流源以50uA电流将电容C14充电至2V。达到该点后,以50uA电流将C14放电至0.4V。电容充电和放电会在DITHER/SYNC上产生一个三角波,峰值分别为0.4V和2V,通常情况下,频率为1KHZ。电容C14的计算公式为:
本模块选择C14=10nF,其中连接电阻公式如下:
其中,%DITHER为加抖量,表示为开关频率的百分比。将RDITHER设置为10 RRT,产生±10%的抖动。本模块中没有焊接次电阻,但是也预留了位置,需要的时候可以焊上次电阻。
RT引脚是开关频率编程电阻连接。将连接至RTN地,设置PWM开关频率在100KHZ~600KHZ之间。可参考如下公式:
为PWM波的开关频率,本模块电源选择为29.4K,也就是说开关频率为296KHZ。
FFB引脚是频率折返门限编程输入。将一个电阻从FFB连接至RTN地,设置输出平均电流门限。低于该门限时,转换器将开关频率折返至其原始值的1/2。该引脚连接至RTN地时,禁用频率折返功能。这脚的功能是为了在轻载的时候降低开关频率,以降低开关损耗,提高转换器效率,节约能源的作用。连接的电阻计算可通过如下公式得到:
其中,RFFB为FFB和RTN地之间的电阻,ILOAD(LIGHT)为轻载条件下触发频率折返的电流,RCS为连接在CS和RTN地之间的检测电阻,IFFB为FFB源出至RFFB的电流(30µA,典型值)。本模块通过一个0欧姆电阻相连。
COMP引脚是跨导放大器输出和PWM比较器输入。使用电平转换器将COMP转换至低电平,并连接至PWM比较器的反相输入。此引脚是用来改善环路稳定性,使输出电压稳定纹波小。本模块采用二型环路补偿网络来实现环路的稳定,具体由原理图中C15、C16和R10构成的电路来完成。
FB引脚是跨导放大器反相输入。MAX5974A包含一个带有采样-保持输入的内部误差放大器。误差放大器的同相输入连接至内部基准,在反相输入提供反馈。高开环增益和单位增益带宽可实现良好的闭环带宽和瞬态响应。采用下式计算变压器原边耦合的输出电压:
MAX5974A的为1.52V,其中反馈电压可通过如下公式得到:
本模块的
本模块的反馈电压取自于变压器原边耦合的电压,而没有使用传统的利用TL431和PC817的方案来获得反馈电压从而使输出电压稳定,但是在电路设计的时候也预留了TL431和PC817反馈的方案来获得输出电压稳定。变压器原边耦合的电压还有一个作用就是给MAX5974A芯片提供电源输入。可通过设置反馈部分的电压来改变输出电压,可以由如下公式可知:
其中, VOUT为输出电压, NC/NO为耦合输出与主输出绕组的匝数比。选择的匝数比要使VCOUPLED高于UVLO关断电平(7.35V,最大值)达一定裕量,该裕量由“跨越”一次掉电所需的保持时间决定。
SGND引脚为信号地引脚连接到RTN地。
CSSC引脚带有斜率补偿输入的电流检测。连接在CSSC与CS之间的电阻用于设置斜率补偿量。器件在CSSC端产生电流斜坡,其峰值在振荡器占空比为80%时达50μA。连接在CSSC至CS的外部电阻将该电流斜坡转换至可编程斜率补偿幅值,加至电流检测信号,用于稳定峰值电流模式控制环路。斜率补偿信号的变化率由下式给出:
其中,m为斜率补偿信号的变化率;RCSSC为连接在CSSC和CS之间的电阻值,用于设置变化率;fSW为开关频率。本模块选择电阻R18为4.02K。
CS引脚是电流检测输入。用于平均电流检测和逐周期限流的电流检测连接。峰值限流触发电压为400mV,反向限流触发电压为-100mV。连接在n沟道MOSFET源极和RTN地之间的电流检测电阻(典型应用电路中的RCS)用于设置限流值。限流比较器的电压触发电平(VCS-PEAK)为400mV。利用下式计算RCS值:
其中,IPRI为变压器原边的峰值电流,该电流也流经MOSFET。当该电流(通过电流检测电阻)产生的电压超过限流比较器门限时,MOSFET驱动器(NDRV)在35ns()内终止电流导通周期。本模块的限流电阻选择R21、R25为1206封装阻值为0.25欧姆。利用一个小型RC网络,对检测波形上的前沿尖峰进行额外的滤波。滤波电路的角频率设置在10MHz至20MHz之间。本模块选择R26为499欧姆和电容C24为330pF。
PGND引脚为功率地接RTN地端。PGND为栅极驱动器的开关电流回路。
NDRV引脚为主开关栅极驱动器输出。此脚通过一个小电阻接到主开关管SI7450的栅极来驱动SI7450。此脚输出的频率为296KHZ。
AUXDRV引脚pMOS有源钳位开关栅极驱动器输出。AUXDRV亦可驱动脉冲变压器,用于同步反激应用。此引脚和NDRV为互补输出,本模块是采用变压器副边耦合来驱动输出整流开关管,故此脚并没有用上,处于悬空状态,但是在设计的时候,把其驱动的外围电路也包含了进去,需要用其来驱动输出整流开关管时可以把相关电路焊上,但是不能同时有变压器副边耦合驱动和用AUXDRV驱动存在。
VC引脚是转换器电源输入。IN具有宽UVLO滞回,能够实现高效率电源设计。当使用使能输入EN设置电源的UVLO电平时,在IN和PGND之间连接一个齐纳二极管,确保VIN总是被钳位至低于其绝对最大额定值26V。本模块的电源输入取自变压器原边耦合的电压,变压器原边耦合的电压通过D10整流后给芯片的VC,芯片VC和RTN地之间接有22V稳压管D28以及电容C4和C37。其中与二极管D10并联的RC电路是用来,在上电瞬间防止二极管有大电流的冲击,在上电瞬间电流先通过RC电路,而保护二极管D10。
EN引脚使能输入。当EN电压低于VENF时,栅极驱动器被禁用,器件处于低功耗UVLO模式。当EN电压高于VENR时,器件检查其它使能条件。使能输入EN用于使能或禁用器件。EN连接至IN时,器件始终保持工作。EN连接至地时,可禁用器件,并将电流损耗降低至150μA。本模块的EN端通过一个100K的电阻连接到VC端,EN端也和MAX5969B的PG引脚相连,以用于在供电之前禁用MAX5974B。
DCLMP引脚是前馈最大占空比钳位编程输入。在输入电源电压DCLMP和GND之间连接一个电阻分压器。DCLMP上的电压设置转换器的最大占空比(DMAX),该值与输入电源电压成反比,所以MOSFET在发生瞬态期间仍然处于受保护状态。可以由如下公式得到分压电阻:
本模块
分别为原理图中的R8和R7。
SS引脚是软启动编程电容连接。在SS和GND之间连接一个电容,设置软启动周期。该电容还决定打嗝模式限流的重启时间。SS和GND之间的电阻亦可用于设置低于75%的DMAX。在SS和GND之间连接一个电容CSS,设置软启动时间。VSS控制启动期间的振荡器占空比,使占空比缓慢、平滑地增大至其稳态值。按下式计算CSS值:
其中,ISS-CH (10μA,典型值)为软启动期间的CSS充电电流,tSS为设置的软启动时间。通过在SS和地之间连接电阻,可将SS上的电压设为低于2V。VSS计算如下:
本模块电源选择电容C3=22nF,电阻R35=1MW。
3.3 变压器和开关管的选择
反激变压器设计的成功与否很大一部分要取决于变压器设计的好坏,不同的电路拓扑结构有不同的计算公式,但是基本都是基于AP法来设计变压器。有些做电源具有丰富经验的人往往能够设计出很好的变压器,并且在设计的时候并没有过多的计算。通过公式所计算出来的变压器参数往往只有变压器匝比、线径、变压器磁芯以及变压器骨架等,要想设计一个好的变压器只有这些是不够的,还要考虑变压器的绕法,变压器怎样绕是一个重要的参数。因为不同的变压器绕法所得到的变压器最终性能有很大差别,比如采用三明治绕法的变压具有较低的漏感。反正变压器的设计有太多东西需要考虑,如果所绕的变压器性能较差,可以适当调整匝数、改变绕法或者换一个变压器磁芯等。
本模块选用外购的变压器Sumida T225,因为本模块的开关频率较高,对于变压器尺寸也有所要求,经过多次讨论决定外购变压器而不是自己绕。通过测试发现此变压器性能很好,变压器在重载的时候没有什么异常发生,输出电压也正常。
反激式开关电源的开关管选择要满足漏源能够承受输入电压外加变压器副边耦合过来的电压的1.5倍,才能保证开关管不会在关断的时候被击穿。开关管漏源也要能够流过2倍的输入电流,才能保证开关管不会因过流导致损坏。开关管的损耗在整个电源模块损耗中占有一定比例,一般会选择开关管上升和下降时间短的MOSFET,保证在开关管导通和关闭的一段时间里电压和电流叠加的部分少,降低开关管的损耗。
4电源PDN和纹波噪声
4.1 电源PDN
电源纹波噪声测试是一个比较复杂的测试难题,不同方法测量到的结果不同,即使同一种测试方法不同人测试结果一般也会存在差别。
对于终端类产品,不管是CPU、GPU、DDR等,其芯片内部都有成千上万的晶体管,芯片内不同的电路需要不同的电源供电,常见有Vcore、Vcpu、Vmem、VIO、Vgpu、Vpll等,这些电源有DC-DC电源模块供电,也有LDO电源模块供电,都统一由PMU来管理。
如图4所示,为芯片的PDN图,芯片的供电环路从稳压模块VRM开始,到PCB的电源网络,芯片的ball引脚,芯片封装的电源网络,最后到达die. 当芯片工作在不同负载时,VRM无法实时响应负载对电流快速变化的需求,在芯片电源电压上产生跌落,从而产生了电源噪声。对于开关电源模块的VRM,电源自身会产生和开关频率一致的电源纹波,始终叠加在电源上输出。对于电源噪声,需要在封装、PCB上使用去耦电容,设计合理的电源地平面,最终滤去电源噪声。对于电源纹波,需要增大BULK电感或者BULK电容。
图4 芯片电源分布网络(PDN)示意图
对于板级PCB设计,当频率达到一定频率后,由于走线的ESL、电容的ESL的影响,已经无法滤去高频噪声,业界认为PCB只能处理100MHz以内的噪声,更高频率的噪声需要封装或者die来解决。因此对于板级电源噪声测试,使用带宽500M以上的示波器就足够了。一般情况下,示波器的带宽越大,低噪也会随之上升,因此建议测试电源时示波器的带宽限制为1GHz。
4.2 电源纹波和电源噪声
电源纹波和电源噪声是一个比较容易混淆的概念,如下图5所示,蓝色波形为电源纹波,红色波形为电源噪声。电源纹波的频率为开关频率的基波和谐波,而噪声的频率成分高于纹波,是由板上芯片高速I/O的开关切换产生的瞬态电流、供电网络的寄生电感、电源平面和地平面之间的电磁辐射等诸多因素产生的。因此,在PMU侧测量电源输出为纹波,而在SINK端(耗电芯片端,如AP、EMMC、MODEM等)测量的是电源噪声。
图5 电源纹波噪声图
电源纹波测量时,限制示波器带宽为20MHz,测量PMU电源输出的波形峰峰值即可电源纹波。由于PMU芯片在设计完成后,芯片厂商会做负载测试,测试PMU在不同负载时输出电源的纹波情况,因此在终端类产品板上,没必要在做这方面的测试,纹波大小参考PMU手册即可。
电源噪声测试时,测试点放在SINK端,由于SINK端工作速度大都在几十MHz以上,因此示波器带宽设置为全频段(最高为示波器带宽上限),测试点要尽量靠近测试芯片的电源引脚,如果存在多个电源引脚,应该选择距离PMU最远端的那个引脚。电源噪声跟PCB布局布线,DECAP电容的位置的位置相关,同时电源噪声影响CPU的工作状态和单板的EMI,终端类产品板需要对每块单板测试电源噪声。
5常见的纹波噪声测试方案
5.1 纹波噪声测试基本要求
目前芯片的工作频率越来越高,工作电压越来越低,工作电流越来越大,噪声要求也更加苛刻,以MSM8974的CORE核为例,电压为0.9V,电流为3A,要求25MHz时,交流PDN阻抗为22mohm,电源噪声要求在±33mV以内。对于DDR3芯片,要求VREF电源噪声在±1%以内,若1.5V供电,则噪声峰峰值不大于30mV。
这类低噪声的电源测试非常具有挑战,影响其测量准确性的主要有如下几点:
(1)示波器通道的底噪;
(2)示波器的分辨率(示波器的ADC位数);
(3)示波器垂直刻度最小值(量化误差);
(4)探头带宽;
(5)探头GND和信号两个测试点的距离;
(6)示波器通道的设置;
在测试电源噪声时,要求如下条件:
(1)需要在重负载情况下测试电源纹波;
(2)测试电源纹波时应该将CPU、GPU、DDR频率锁定在最高频;
(3)测试点应该在SINK端距离PMU最远的位置;
(4)测试点应该靠近芯片的BALL;
(5)带宽设置为全频段;
(6)示波器带宽大于500MHz;
(7)噪声波形占整个屏幕的2/3以上或者垂直刻度已经为最小值;
(8)探头地和信号之间的回路最短,电感最小;
(9)测试时间大于1min,采样时间1ms以上,采样率500Ms/s以上;
(10)纹波噪声看Pk-Pk值,关注Max、Min值;
5.2 高通滤波器特性分析
示波器有AC和DC两种耦合方式,当采用AC耦合时,其内部等效电路如图6所示,C为隔值电容,R为终端对地阻抗,Vi为输入信号,Vo为测量信号,滤波器的截止频率为
为信号频率,则有:
图6加隔值电容后高通滤波器等效电路
表3 不同隔值电容对应的频点
隔直电容容值(uF) |
50W截止频率(KHz) |
50W-1%误差频点(KHz) |
50W截止频率(Hz) |
1MW-1%误差频点(Hz) |
0.1 |
31.83 |
222.82 |
1.5915 |
11.14 |
0.47 |
6.77 |
47.41 |
0.3386 |
2.37 |
1 |
3.18 |
22.28 |
0.1592 |
1.11 |
2.2 |
1.45 |
10.13 |
0.0723 |
0.51 |
10 |
0.32 |
2.23 |
0.0159 |
0.11 |
5.3 无源探头DC耦合测试
使用无源探头DC耦合测试,示波器内部设置为DC耦合,耦合阻抗为1Mohm,此时无源探头的地线接主板地,信号线接待测电源信号。这种测量方法可以测到除DC以外的电源噪声纹波。
如图7所示,当采用普通的鳄鱼夹探头时,由于地和待测信号之间的环路太大,而探头探测点靠近高速运行的IC芯片,近场辐射较大,会有很多EMI噪声辐射到探头回路中,使测试的数据不准确。为了改善这种情况,推荐用无源探头测试纹波时,使用右图中的探头,将地信号缠绕在信号引脚上,相当于在地和信号之间存在一个环路电感,对高频信号相当于高阻,有效抑制由于辐射产生的高频噪声。更多时候,建议测试者采用第三种测试方法,将一个漆包线绕在探头上,然后将漆包线的焊接到主板地网络上,移动探头去测试每一路电源纹波噪声。同时无源探头要求尽量采用1:1的探头,杜绝使用1:10的探头。
图7 无源探头地线两种处理方法
对于示波器,若垂直刻度为xV/div,示波器垂直方向为10div,满量程为10xV,示波器采样AD为8位,则量化误差为10x/256 V。例如一个1V电源,噪声纹波为50mV,如果要显示这个信号,需要设置垂直刻度为200mV/div,此时量化误差为7.8mV,如果把直流1V通过offset去掉,只显示纹波噪声信号,垂直刻度设置为10mV即可,此时的量化误差为0.4mV。
使用无源探头DC耦合测试,示波器设置如下:
(1)1Mohm端接匹配;
(2)DC耦合;
(3)全带宽;
(4)offset设置为电源电压;
5.4 无源探头AC耦合测试
使用无源探头DC耦合需要设置offset,对于电源电压不稳定的情况,offset设置不合理,会导致屏幕上显示的信号超出量程,此时选择AC耦合,使用内置的搁置电路来滤去直流分量。对于大多数的示波器,会有如下参数,设置为AC耦合,此时测量的为10Hz以上的噪声纹波。
图8 示波器两种耦合方式频点
使用无源探头AC耦合测试,设置如下:
(1)1Mohm端接匹配;
(2)AC耦合;
(3)全带宽;
(4)offset设置为0
5.5 同轴线外部隔直电容DC50欧耦合测试
由于无源探头的带宽较低,而电源开关噪声一般都在百MHz以上,同时电源内阻一般在几百毫欧以内,选择高阻1Mohm的无源探头对于高频会产生反射现象,因此可以选择用同轴线来代替无源探头,此时示波器端接阻抗设置为50欧,与同轴线阻抗相匹配,根据传输线理论,电源噪声没有反射,此时认为测量结果最准确。
利用同轴线的测量方法,最准确的是采用DC50欧,但是大部分示波器在DC50欧时offset最大电压为1V,无法满足大部分电源的测量要求,而示波器内部端接阻抗为50欧时,不支持AC耦合,因此需要外置一个AC电容,如图9所示,当串联电容值为10uF时,根据表3可以看到,此时可以准确测试到2KHz以上的纹波噪声信号。
图9 同轴线DC50测量图
5.6 同轴线AC1M欧耦合测试
由于从PMU出来的电源纹波噪声大多集中在1MHz以内,如果采用同轴线DC50外置隔直电容测量方法,低频噪声分量损失较为严重,因此改用图10所示的测量方法,利用同轴线传输信号,示波器设置为AC1M,这样虽然存在反射,但是反射信号经过较长CABLE线折返传输后,影响是有限的,示波器在R2上采集电压值可以认为仍然可以被参考。
图10 同轴线AC1M测量图
为了避免反射,在同轴线接到示波器的接口处端接一个50ohm电阻,使示波器输入阻抗和cable线特征阻抗匹配。
图11 同轴线AC1M测量改进图
5.7 差分探头外置电容DC耦合测试
由于示波器的探头地和机壳地通过一个小电容接在一起,而示波器的机壳地又通过三角插头和大地接在一起,在实验室里,几乎所有的设备地都和大地接在一起,示波器内部地线接法如图12所示,因此上面介绍的两种方法都无法解决地干扰问题,为了解决这个问题,需要引入浮地示波器或者差分探头。
图12示波器内部地线接法
如图13所示,为差分接法,由于差分探头为有源探头,外置差动放大器,可以将待测信号通过差分方式接入,使示波器的地和待测件地隔离开,达到浮地效果。但是差分探头在示波器内部只能DC50欧耦合,而offset最大一般不超过1V,因此需要在差分探头上串联隔直电容。使用差分探头测量时关键是探头的CMRR要足够大,这样才能有效抑制共模噪声
图13差分探头外置电容DC耦合接法示意图
5.8 差分探头衰减DC耦合测试
当采用差分探头外置电容DC耦合时,同样存在截止频率的问题,测量的结果会损失一些低频分量,为了解决这个问题,可以将差分探头衰减10倍,示波器会将采集到的电压值乘10显示出来,这个时候offset设置也会放大到10V,能够满足终端类产品的直流电压偏置。
图14 差分探头衰减DC耦合测试接法示意图
6电源模块电压测试
由于本模块是POE电源,测试所使用的输入电压取自于网口,PSE供电模块会和本模块先进行握手通信,PSE设备确定后面所接的是PD设备后,才给PD设备供电。如图15所示为一个PoE SWITCH设备。
图15 PoE SWITCH设备
如图16所示为本模块电路,电路长大约6.2cm,宽大约2.65cm,高大约1.5cm。
图16 POE电源模块
由于给POE电源是通过网口供电的,本模块没有特别设计一个网络端口来给供电,而是使用“硬件十万个为什么”提供的开发板,此开发板是用来给物联网编程用的,属于工业兼学习使用的一块开发板,可以使用开发板来实现wifi、GPRS、蓝牙、串口、LORA、POE等功能的使用,故直接选择此块开发板来实现网络端口供电。如图17所示为网络供电端口。
图17 网络端口供电模块
6.1 输入电压测量
图18所示为通过网络端口过后在POE电源输入端口测的电压,此次所使用的示波器是鼎阳牌SDS1000X-C数字示波器。
图18 输入电压波形
输入电压也有一定的纹波,图19所示就是输入电压的纹波,可以看出纹波还是比较小的,是可以接受的纹波范围。
图19 输入电压纹波测试
6.2 输出电压测量
本模块输出电压应该是5V输出,但是由于很难把电压一直稳定在5V不变。
图20所示就是输出电压测试,从万用表中看出,输出电压在5.1V。
图20 输出电压测试
输出电压也是有纹波的,图21所示就是输出电压的纹波测试图。
图21 输出电压纹波
从输出纹波可以看出,此纹波在可接受范围内的。
7总结
本文档简要介绍了POE电源的基础知识,以及整块电路芯片以及元件选型,电路原理的介绍。电源纹波的产生以及测试方法的介绍,POE电源的测试设备介绍,以及输入输出电压的测量等。
电源模块具有高可靠性的特点,目前已被广泛应用于通信、军工、电力等领域。在应用过程中,可能会遇到一些故障,轻则导致系统无法启动,重则烧毁电路。当电源模块出现故障怎么排除呢?
输入电压过高
针对电源模输入参数异常——输入电压过高。这中异常轻则导致系统无法正常工作,重则会烧毁电路。那么输入电压过高通常是那些原因造成的呢?
输出端悬空或无负载;
输出端负载过轻,轻于10%的额定负载;
输入电压偏高或干扰电压。
针对这一类问题,可以通过调整输出端的负载或调整输入电压范围,具体如下所示:
确保输出端不小于少10%的额定负载,若实际电路工作中会有空载现象,就在输出端并接一个额定功率10%的假负载;
更换一个合理范围的输入电压,存在干扰电压时要考虑在输入端并上TVS管或稳压管。
输出电压过低
针对电源模输出参数异常——输出电压过低。这可能会导致整体系统不能正常工作,如微控制器系统中,负载突然增大,会拉低微控制器供电电压,容易造成复位。并且电源长时间工作在低输入电压情况下,电路的寿命也会出现极大的折损。因此输出电压偏低的问题是不容忽视的,那么输出电压过低通常是那些原因造成的呢?
输入电压较低或功率不足; 输出线路过长或过细,造成线损过大; 输入端的防反接二极管压降过大; 输入滤波电感过大。针对这一类问题,可以通过调整供电或者更换相应的外围电路来改善,具体如下所示:
调高电压或换用更大功率输入电源;
调整布线,增大导线截面积或缩短导线长度,减小内阻;
换用导通压降小的二极管;
减小滤波电感值或降低电感的内阻。
输出噪声过大
针对电源模输出参数异常——输出纹波噪声过大。众所周知,噪声是衡量电源模块优劣的一大关键指标,在应用电路中,模块的设计布局等也会影响输出噪声,那么输出纹波噪声过大通常是那些原因造成的呢?
电源模块与主电路噪声敏感元件距离过近;
主电路噪声敏感元件的电源输入端处未接去耦电容;
多路系统中各单路输出的电源模块之间产生差频干扰;
地线处理不合理。
针对这一类问题,可以通过将模块与噪声器件隔离或在主电路使用去耦电容等方案改善,具体如下:
将电源模块尽可能远离主电路噪声敏感元件或模块与主电路噪声敏感元件进行隔离;
主电路噪声敏感元件(如:A/D、D/A或MCU等)的电源输入端处接0.1μF去耦电容;
使用一个多路输出的电源模块代替多个单路输出模块消除差频干扰;
采用远端一点接地、减小地线环路面积。
电源耐压不良
针对电源模性能参数异常——电源模块的耐压不良。通常,隔离电源模块的耐压值高达几千伏,但可能在应用或测试过程中出现不能达到该指标的情况,那么哪些因素会大大降低其耐压能力呢?
耐压测试仪存在开机过冲;
选用模块的隔离电压值不够;
维修中多次使用回流焊、热风枪。
针对这一类问题,可通过规范测试和规范使用两方面改善,具体如下所示:
耐压测试时电压逐步上调;
选取耐压值较高的电源模块;
焊接电源模块时要选取合适的温度,避免反复焊接,损坏电源模块。
【温馨提醒】:选用优质的隔离电源模块,降低电路的设计风险
设计简单。只需一个电源模块,配上少量分立元件,即可获得电源。
缩短开发周期。模块电源一般备有多种输入、输出选择。用户也可以重复迭加或交叉迭加,构成积木式组合电源,实现多路输入、输出,大大削减了样机开发时间。
变更灵活。产品设计如需更改,只需转换或并联另一合适电源模块即可。
技术要求低。模块电源一般配备标准化前端、高集成电源模块和其他元件,因此令电源设计更简单。
模块电源外壳有集热沉、散热器和外壳三位一体的结构形式,实现了模块电源的传导冷却方式,使电源的温度值趋近于最小值。同时,又赋予了模块电源金玉其表的包装。
质优可靠。模块电源一般均采用全自动化生产,并配以高科技生产技术,因此品质稳定、可靠。
用途广泛:模块电源可广泛应用于航空航天、机车舰船、军工兵器、发电配电、邮电通信、冶金矿山、自动控制、家用电器、仪器仪表和科研实验等社会生产和生活的各个领域,尤其是在高可靠和高技术领域发挥着不可替代的重要作用。