（1）电压应力保护功能配置

ABB路线单独配置电压应力保护（Voltage StressProtection），防止稳态运行时换流变网侧电压过高导致晶闸管承受过电压或避雷器动作。电压应力动作结果包括禁止升分接头（

南瑞继保出口功能与ABB相同，禁止升、强制降分接头延时100ms出口，系统切换延时165s，跳闸延时195s。

许继将电压应力保护放在换流器控制的分接头控制当中，动作结果包括禁止升（无延时）、强制降、

（2）保护的定值整定

在换流变压器参数设计中，需要确定的主要参数包括额定空载直流电压

以特高压晋南工程为例，表1列出计算用到的控制参数，表2列出设计时考虑的测量误差。

①晋北站保护定值计算

②南京站动作定值计算

③分层接入工程的定值计算方法差异

锡泰工程逆变站高低阀组分接头步长分别为1.25%和0.65%，计算整流侧

特高压换流站发生极2低端阀组（Y/Y接）A相换流变分接开关控制回路继电器故障，导致换流变档位不一致，现场按照规程就地调节同步分接开关位置时，电压应力限制功能启动分接开关降档，造成极2低端换流变档位相差过大，换流变饱和保护动作。故障前，双极三阀组运行输送功率5000MW，故障后双极高端阀组3950MW大地方式运行，安控装置正确动作，切除电厂机组两组。

事故的直接原因为A相换流变分接头档位故障且停留在了高档位上，换流阀的电压应力保护动作，降低分接头档位时导致分接头失步，进而产生偏磁电流。故障录波显示，电压应力保护动作时理想空载电压

锦屏换流站电压应力保护动作的直接原因是，Y/Y接A相换流变分接头操作回路继电器故障，故障相分接头档位停留在了高档位上。控制保护系统根据分接头档位计算出的

理想空载电压由换流变阀侧电压决定，理想运行状态下每个桥臂承受的电压为导通相阀侧线电压的一半，实际由于触发角和换相角以及晶闸管正常导通时不需要承受反向电压，换流阀上承受的电压明显小于理想空载电压值。而且一次设备的设计电压值为

（1）优化方案

采用6相换流变档位平均值计算

方案一。强制降低分接头出口增加分接头同步作为条件，当非故障相分接头动作后，由于故障相分接头未动作导致分接头失步，保护不能继续出口，防止分接头档位相差过大引起偏磁电流。

方案二。考虑泰州站，利用分接头动作的监视信号作为

方案三。控制保护系统中已有12脉动各相换流变的分接头的档位，因此可以优化为每相单独计算U di0，分别与强制降分接开关电压定值比较，当3台及以上

方案一的弊端在于未以保护一次设备为首要考虑条件，可能出现各相分接头空载电压超过动作定值，而保护因分接头失步不能出口。

比较方案二和三，空载电压过高而某一相分接头操作故障时，两个方案都动作其他相下降至正常范围停止（如果故障相为A相则方案二超调2档）。当两相分接头故障时，方案三动作其他四相降低至正常范围停止；方案二如果故障的不是A和B相则其他四相降低至正常范围停止；如果故障在A和B相则其他四相一直下降直至跳闸。不考虑三相分接头故障。

综合考虑方案三为推荐方案，但是从一次设备电压考虑，如果两相分接头故障且发生在同一个六脉动阀组，考虑测量误差换流阀桥臂上承受的电压可能超过设备设计值，保护不会动作。如改为两相空载电压越限动作降分接头则会导致分接头档位差过大。

（2）监控告警事件配置

采用每相分接头单独计算空载电压后，应该从每个阀组报电压应力保护动作告警改为每一相单独设置

基于特高压换流站换流阀电压应力保护动作引起的跳闸事故，分析了ABB与西门子两种主要控制保护设备路线的电压应力保护定值和逻辑设置。

单相换流变分接开关故障导致理想空载电压过高时，控制保护系统电压应力保护启动其他相分接头动作至正常范围后停止，不引起阀组闭锁。

晋北和南京站一次设备设计的绝对最大空载直流电压分别为240kV和232kV。分层接入的整流站一次设备设计值高于常规直流。

12脉动各相换流变单独计算

电压应力就是工作电压与额定电压的比值，例4N60的MOS管，它工作时的峰值电压为500伏，则此MOS管的电压应力为500/600=0.8333，MOS管的电压应力一般小于0.9。电解电容的电压应力一般为80%~90%。

高压直流输电晶闸管阀在换相关断时会发生电压突变，由于电路杂散电容和电感的存在，该突变电压会引起电压振荡，形成暂态电压过冲，对晶闸管及其他电气元件造成很大的电压应力。一般在电路中设计与晶闸管并联的 RC 阻尼电路，减小电压应力保护晶闸管。晶闸管阀换相关断的电压应力既是型式试验和出厂试验的重要考核指标，也是阀电气特性研究和电气设计的重要内容，有必要进行详细分析。

有许多文献对高压直流输电晶闸管阀的关断电压应力及其重要性作了阐述，但关于阀关断电压应力分析的文献鲜见报道。研究 对此进行了阐述，但其等效电路过于简化，未计入阀电抗器的作用，也未考虑晶闸管反向电流和反向恢复电荷的影响等，不能充分反映阀换相关断的真实情况，因此无法获得满意的计算结果。先关文献对熄弧角γ =90º这种特殊运行工况下的关断电压应力作了较为透彻的仿真分析，但未考虑晶闸管反向电流衰减时间常数的影响，关断阀的表示也过于复杂。研究在文献电路模型的基础上作了改进：如优化晶闸管关断机制，用电流源表示；考虑反向电流及其衰减时间常数τ的影响；简化了关断阀的电路结构，既保持了精确度，又便于解析分析等；此外，拓展了原等效电路的适用范围，从γ =90º时阀自身关断的特定仿真拓展到整流器全工况运行(触发角α =0º~90º)的阀关断电压应力分析，并推导出了阀和晶闸管级关断电压的解析方程。分析电路和分析方法同样适用于逆变运行的换流阀。

电压应力关断引起

阀关断过程的持续时间只有几十到几百μs，绕组电压可用直流电压源表示。以阀 V₆ 为例，当阀自身关断时， V₁ 和 V₂ 已导通且电抗器饱和，可用短路表示。其他断态阀 V₃~V₅ 用阻尼电路表示，可忽略阀电抗器，关断阀 V₆ 以阀电抗器、阻尼支路和电流源表示。在关断过程中，阀电抗器将流过小幅值的反向电流，此时阀电抗器未饱和或饱和程度很低，基本表现为线性电感；而阀电抗器电阻和电容、直流均压电阻对阀关断过冲的影响甚微，可以忽略。最终得到分析电路如图1所示。

阀自身关断的电压应力受多项参数影响，主要有晶闸管触发延迟角α，阀

内晶闸管的平均存储电荷 Q_rre，阻尼电容 C_d，阻尼电阻 R_d 等。改变触发延迟角α，也就改变了理想跃变电压 U_yd，从而改变k和I_RM，进一步影响晶闸管阀关断的电压应力。其他电路参数一定，改变触发延迟角，相应改变了阀自身关断引起的电压应力，即反向恢复电压峰值 U_tvtm，如图2所示。

由图2可见：以整流方式运行时，关断电压应力开始随α增大，在α =83°( γ =90°)时达到最大，此后略有减少； 当γ =90°，U_b=-U_c=

电压应力他阀关断引起

其他阀在换相关断时会在断态阀上引起电压过冲，形成他阀关断的电压应力。如阀 V₁、V₂ 换相关断时，会在阀 V₆ 上形成大小一致的反向电压过冲。以阀 V₂ 关断为例，分析电路如图3所示，与阀自身关断的分析电路模型(图1中(a))在结构上一致，只是部分元件位置发生变化。同样，相关变量可按图1中(b)叠加原理进行计算，而相应元件参数和变量在图1中(b)中外加括号以示区别。

他阀关断引起的电压过冲同样受α、Q_rre、C_d、R_d 等参数影响。其他参数一定，改变α，反向恢复电压峰值 U_tvsm如图2所示。α较小时，U_tvsm中 U_tvs1m占很大比例，此后 U_tvs1m随α增大迅速减少，而 U_tvs2m变化较小， α =10°左右时由他阀关断引起的反向恢复电压最大，此时α μ =30°，绕组 a、b 相间电压达到线电压峰值。由于整流器稳态运行时触发延迟角一般约为 10°~20°，这也可视为整流运行的变流器稳态关断的电压应力。

电压应力阀及晶闸管

在触发延迟角较小时，最大关断电压由其他阀关断引起，此后由阀自身关断决定。这也是以整流方式正常运行(包括稳态运行和 1.0 pu 的暂态运行方式)的晶闸管阀在不同触发延迟角时承受的最大电压应力。某些阀由于关

断过冲较小，也可能在触发延迟角较小时，阀的最大电压应力即为阀侧绕组线电压峰值。对于逆变阀，按上述方法可获得类似的分析电路模型，并求得其关断电压应力。

电压应力研究结论

1）γ =90°时关断阀上的电压过冲，是阀暂态运行的最大关断电压应力，也是换流阀在运行中可能承受的最大反向电压。

2）α μ =30°和γ μ =30°时断态阀上的电压过冲，分别是阀整流和逆变稳态运行的最大电压应力，也是阀稳态运行中可能承受的最大反向和正向电压。

3）电路参数中晶闸管反向恢复电荷和阻尼电路参数对关断电压应力的影响最大；其他参数的影响较小。

4）阻尼电容越大，阀的关断电压应力越小，对应每一阻尼电容，都有确定的阻尼电阻值使阀关断电压过冲最小。

5）阀能承受的最大电压应力受晶闸管电压耐受水平制约；而晶闸管承受的电压应力，既与阀的关断电压应力有关，也与晶闸管串联数、反向恢复电荷差异等有关。

对于大容量的直流输电晶闸管阀，相关运行试验难以进行。从电路仿真结果和拉普拉斯解析方程式的计算结果来看，阀关断电压应力相差不超过 3%。γ =90°时相差仅为 2%，而采用文献 方法时偏差为 8.1%，因此解析分析方法是可行的。只要构建的变流器拓扑电路参数能充分反映实际情况，就可按照上述方法进行灵活精确的关断电压应力分析，为高压直流输电晶闸管阀的设计、试验及性能评价提供基础和依据。

电压应力研究背景

Boost 变换器由于拓扑简单、效率高、驱动易于实现、输入电流连续等优点而在功率因数校正、新能源发电如光伏发电、燃料电池发电等领域得到了广泛应用。提高变换器工作频率是提高其性能的最简单、最直接的方法，然而，随着开关频率的提高，开关损耗急剧增加，导致变换器效率降低，进而限制了工作频率的进一步提高。软开关技术是降低开关损耗及电磁干扰，提高变换器可靠性的有效方法，一直是电力电子领域研究的热点之一。谐振或准谐振变换器能实现零电压或零电流开关，其最主要的缺点在于开关器件的电流、电压应力大，而且是变频控制，限制了其应用范围。ZVS－PWM和ZCS－PWM变换器的开关电压、电流应力与谐振类变换器相同。ZVT－PWM变换器与谐振变换器相比，其电压、电流应力要小得多，具有很好的工程实用价值，但其 ZVT 辅助网络增加了电路的复杂度，辅助开关的驱动必须与主开关同步，而且是硬关断，会带来一定的开关损耗和电磁干扰噪声。

为提高变换器的功率处理能力，交错并联技术得到了广泛应用。研究提出一种低开关电压应力ZVT Boost变换器，包括两个基本Boost变换单元，两变换单元采用交错控制，其具有以下特点: 1)所有有源开关、二极管实现了或近似实现了零电压或零电流开通和关断；2)变换器中有源开关的电压应力为输出电压的一半， 即为基本 Boost 变换器中有源开关电压应力的一半；3)由于采用交错控制，输入电流纹波减小， 纹波频率加倍，与交错并联Boost变换器相同。分析了变换器的工作原理，对变换器的性能进行了详细分析，给出了实验结果和结论。

电压应力工作原理

所提出的低开关电压应力ZVT Boost变换器如图4所示，在分析其工作原理之前作如下假设: 1)电感L₁、L₂足够大且相等，电感电流 i_l1、i_l2纹波可忽略且大小相等，分别用电流源I_L1、I_L2等效，并且I_L1 =I_L2= I_L；2) 电容C_o、C_c 足够大，电容电压u_c、u_o纹波可忽略，分别用电压源U_C、U_O等效；3) 所有开关器件都是理想器件，不考虑寄生参数等的影响；4)有源开关S₁、S₂的输出电容C_s1、C_s2相等，即C_s1=C_s2=C_s。基于以上假设，ZVT 高增益 Boost 变换器的简化电路如图5所示。在后面的分析中，大写字母表示变量的稳态值，小写字母表示变量的瞬时值。

电压应力研究结论

研究提出一种低开关电压应力 ZVT Boost 变换器，两个有源开关实现了零电压开通，近似实现了零电压关断，两个二极管近似实现了零电压开通、 零电流关断。有源开关的电压应力为输出电压的一半，即为基本 Boost 变换器的一半。由于采用了交错并联技术，输入电流纹波得到了减小，纹波频率为开关频率的两倍，有利于减小输入滤波器的体积。通过调整变换器工作频率克服输入电压及负载变化对输出的影响，实现输出稳定。