我们考虑的仅只是单级的暂态响应，为了决定串接ASC的阶跃响应，我们可以按下述方法进行研究：

从拉普拉斯变换的理论，我们知道

C(S)=H(S)R(S)

式中

• R(S)=输入函数的拉普拉斯变换

• H(S)=ASC 脉冲响应的拉普拉斯变换

• C(S)二输出函数的拉普拉斯变换

将上式改写一下，我们得到

从拉普拉斯变换表得知，阶跃函数的变换是

式中指数函数的拉普拉斯变换是

将代入式得到

考虑到n个ASC的串接，这里n用 的个数。

对所得曲线族检查的结果，揭示如下:

(1)第n级 输出的起始变化率比第一级 输出的变化率大n倍。

(2)即使第一级 不出现振铃和过冲，但n级 的输出却具有明显的振铃和过冲(只对此处所讨论to早议点滤波器的情况才为正确)。

(3)过冲的大小正比于n。

(4)第n级 输出达到其最终值的士2%范围内时所需的时间大致为恒定值n。

实际上，由于元件位的容差，每一个 ASC回路的时间常数是不相同的。与前面所作的分析相类似，我们还对假定时间常数为均匀分配，而且放大并不具有相同的时间常数的情况进行了分析。所得的方程Co(O虽然在形式上多少有些不同，但其计算结果却在由计算得的

上面的分析是以单一导频控制的ASC 为依据的。除了由于双导频控制回路的相互作用，产生较大的过冲和振铃是预料的以外，双导频增益/斜率控制的暂态响应将与单导频ASC 相类似。

为了检验所预言的性能，可将若干个标准的Jerrolcl SAM-PT 串接起来作试验。

这些响应与理论上所预言的是很相似的。此外，元件的容差使得所有 的时间常数均相等的这一假设失效。这个时间常数的差异主要是使过冲幅度降低。可以看出某些曲线并役有初始的3 dB阶跃降落，这是由于受到用来绘制曲线的那个X一Y记录器的压摆率有限而造成的。

自动斜率控制已经在CATV 中应用很多年了。当信号电平由于某种原因可能变化时，这些用来维持其信号电平不变。与热控制不同，ASC 检出两个参考的载波电平，调整增益和斜率，以补偿任何变化带来的影响。这种方法可以避免热补偿时所具有的幅度误差的积累。遗憾的是，过份地使用这种型式的将使系统的某些性能参数变坏。这些系统参数的变坏表现为系统电平的周期性变化和电视屏幕的闪烁。

在过去的几年里，大量关于使用多级ASC 的系统设计方案引起人们的注意。在实际实现这些系统设计的时候可能得到意外的，良好的系统性能。而在另一些情况下，又十分坏，这取决于所使用 的具体特性。有关的手控干线 不能提供足够的热控制，为此提出使用这些相邻的ASC 系统。

典型的自动斜率控制方框图如图1所示。

输出经过定向耦合器取样，而由带通滤波器选出的单一载波经过放大和检波，检波器的输出和直流电压相比较。如果这两个电压之间出现大小不等的情况，调节增益控制电路的衰减量，以使得检波器输出电压和基准电压相等。在电压的自动斜率控制电路上出现的高频信号电压，可以由低通滤波器来加以抑制。低通滤波器提供主极点，从而决定回路的频率响应，并且决定ASC回路的稳定性。在增益为1的频率处，开环ASC频率响应的斜率必须小于每倍频程12dB，否则闭路ASC系统将术稳定。如果开环斜率是6dB/每倍频程，则ASC 将是无条件稳定的。在ASC 中使用的回路滤波器有两种型式-一单极点的(斜率为每倍频程6dB)和双极点的(斜率为12dB/每倍频程)。使用双极点滤波回路的ASC 是在边界稳定的，它也许会在阶跃响应中出现过冲。

试考察一个ASC ，当它的导频输人电平出现阶跃变化的情况，如图2(a)所示。输出响应一般大致如图2( b)所示。

由于回路滤波器电容两端的电压不能即时的变化，所以输出响应的前沿不会受到影响。如电容器两端的电压开始向一个新的电压充电时，增益控制电路损耗就增加，从而将该电容器预定的充电电压值降低。随着时间的增加，射频 的输出就将接近于它的瞬态以前的电平。最后输出电平和最初输出电平两者之间的任何差异就会构成ASC回路的稳态误差。这个误差乃是由整个ASC回路的增益为有限值引起的。

虽然ASC回路含有非线性元件，即射频检波器和电压控制衰减器。但如果输入电平的变化≤3dB时，ASC回路接近线性的性能。

当回路滤波器是一单极点型的，射频输出电平的变化可以用简单的指数衰减来表示。

ASC 的阶跃响应与高通滤波器的相同。我们设想，把具有一个双极点的ASC 的响应用两个高通滤波器串接起来等效地进行造型，这就使我们用方便的方法决定响应。

因此，用两个电阻一电容网络，其中擂入一个单位增益的运算 来隔离，便能用来模拟ASC 的串接。因为最坏的情况发生在当R,=Rz和C, =C:的时候，故此我们选用这种元件约束条件值。

检查仿真结果可以得知：单极点和双极点回路情况的响应曲线大致是相同的，而且不出所料，双极点回路滤波器情况比单极点情况的过冲要大一些。

自动斜率控制串接的不稳定性

检查可知，过冲的大小是随n而增加的。这意味着当所使用的 ASC数目增加时，串接 的稳定性就会降低。电平的轻微不稳定性会被后接的ASC 所剧增变得愈加不稳定。连接器接口，在控制回路中的散粒嗓声，公共频带的失真，高电平的同时发生的扫描信号以及由纵向外皮电流引起的电源的瞬变，这些都是引起导频电平出现轻微变化的源泉。

由于上述因素作用的结果，在串接的终端信号电平将出现随机的起伏。那些在一定程度上，是重复出现的暂态过程将会导致电平的周期性变动。

由于这些信号电平起伏的低频性质，将不直接影响信号的主观质量。然而，这些电平变化将改变系统的噪波和失真容限;一个系统的性能勉强合格的长长一串的串接 的终端上，可以观察到视频质量的瞬间变化。

高电平的瞬变过程

考虑n级ASC 串接的第一级 失效，或者是这级 的交流电源被切断的情况，后继的各级 将依据它们各白增强而对导频丧失产生响应。

开环热控制 的串接 ，在上述情况下性状是完全不同的。因为这种形式的 的增益是不由导频控制的。当载波不存在时该串接 的增益便不会增加。由于这个原因，手控 的串接将不产生高电平的瞬变过程。

由于 所用的晶体管是不希望在高射频电压下工作的，所以这些高电平的瞬变过程，将对电台可靠性产生影响。管子失效的可能原因是二次击穿和雪崩击穿，幸而，二次击穿是局部热点的现象，一般不发生在低的周围温度场合中，而此时串接 的保留增益却最大。考察作者收集到的一个文献，可以看出，高的激励电平对于CATV器件的平均失效时间的影响显然还没有被人深人研究过。

经受这些瞬变过程的另外一个可能的结果就是半导体特性曲线出现“软化”，偶然也会观察到这样一个现象，就是晶体管受到过大的射频电压，它的失真便会大大增加。

转移调制

因为ASC电路的导频靖波器不能完全地把信号排斥出通带之外，所以邵些已调制信号就会被射频检波器所解调。回路滤波器通带范围内的任何低频分鼠，将成为 的射频增益控制网络中的直流输入。这样就会引起增益变化，从而对所有射频 的信号进行调幅。

转移调制是一种洁号失真，它的特性与交流声调制的特性相类似。

如果每一级 产生同样大小的转移调制，并且如果低频分认的来源也是相同的，那么转移调制扰将在电压的基咄上相加。

为了确定上述方法是有效，曾对ASC 的串接进行了测敬。因为当输出电平企图增加的时候，控制回路的设计是使得输出电平降低的。所以导频受到的调制就会降低。

可以看出，如果 的非线性失真是可以忽略的话，那么ASC/ASC的串接长度就由可容忍的转移调制人小未以制。除非采取措施，使用视频载波来作为基准信号会使这一向题恶化，因为在视频信亏中存在有60Hz的脉冲。 2100433B

自动速度控制，是指以速度（或转速）作为被控制量的自动控制。连续冷连轧机的自动速度控制系统要求通过活套分离开卷运行过程和轧制运行过程以实现全连续轧制。由于停机时间的减少，生产效率大幅提升。

速度控制系统是五机架冷连轧计算机自动控制系统的一个功能组成部分，包括二级速度设定系统、一级给定值处理系统和零级执行机构三个部分。

二级系统根据来料参数，选择轧制规范，通过数学模型进行设定计算，得到各架出口带钢线速度；考虑前后滑动后，得到各机架工作辊线速度的设定值。设定值是本卷钢轧制过程中此工作辊运行速度的最高值。一级TDC 根据二级自动速度控制信号、一级速度控制信号控制轧机区主令速度ZLs的大小，乘以设定值得到实时速度设定值，并考虑厚调、张力控制环节的速度调节量后，进行参数转化得到实时速度给定值，发送给6RA70，完成轧机区速度控制。6RA70接收速度给定值控制电机转速，并将电机实际参数反馈给一级TDC，再发送到二级HMI进行 生产过程监控。

自动调谐控制算法可以自动确定热电制冷器器件的P（比例）、I（积分）、D（微分）的恰当值。对于每个期望的系统设定点，都将履行一次自动调谐过程。2510-AT自动调谐算法[1]将电压阶跃函数用于热电制冷器或珀耳帖效应器件。然后，抽取来自系统温度相应的信息，并用于改进的Ziegler-Nichols调谐技术，提供两个PID系数集合。一个集合是为最小温度超调量而优化，另一个集合为最小设定时间而优化。可以根据测试要求或器件限制，从两个集合中选择使用。如果需要的话，对系统响应进行微调时，还可以把这些数字用作起始点。