串联谐振（SRC）是什么样的？

既然称为谐振那就一定少不了电容和电感，如图所示，电容 CR 和电感 LR 组成谐振腔（Resonant Tank），与变压器的原边串联于是形成了串联谐振变换器。

LC 谐振腔有什么用？

很神奇的，站着进来躺着出去，方波进来正弦波出去，看看下面这张图就明白了。

这串联谐振好虽好，但不适合做宽输入电压宽负载变化。

图中的环流能量是什么？

这是在 LC 中来回跑的电流，像无用功一样，但实际上是有损耗的。随着负载变化或输入电压变化这个环流也在变，目前无法改善。（呵呵，机会来啦，各位。看看谁有本事设计个简单的电路能把这几个问题解决掉，那真大师的称号非你莫属了。）

那么并联谐振的电路是怎么样的呢？

看看下面的图，其实和串联谐振没什么太大的区别，看一眼就够了，只看一眼，不要一眼都不看哦，以后见到能认识就可以了。其存在的问题和串联谐振一样。

LLC Converter掌握了 LLC 变换器则是达到了武功的巅峰境界。LLC 太厉害了，几乎没有串联和并联谐振的缺陷，举例如下：

❶ 窄频（开关频率范围）即使在轻载甚至空载仍然保持开关频率基本不变。❷ 宽输入电压❸ 宽负载范围❹ 大功率（KW 级）❺ 低 EMI❻ 高频（100KHz 以上），因此整机体积小❼ 请各位添加

LLC 有两个谐振腔，如下图所示:

谐振腔 1 的谐振频率为：

谐振腔 2 的谐振频率为：

半桥 LLC 拓扑我们先混个眼熟，暂时按下不表。

全桥（Full Bridge Converter）

我们先来看张图全桥的拓扑图，如下：

从图中不难看出全桥由4个 MOS 管组成，看上去有点像 H，因此全桥也成为 H 桥。

全桥实际上是 “变压器隔离的 Buck 变换器”。全桥的基本工作方式是对角线上的 MOS 管轮流导通，比如 Q1 和 Q2 导通，Q3 和 Q4截止，然后 Q1 和Q2 截止，Q3 和 Q4 导通。这样就在变压器原边线圈上产生了脉动交流电。

其实，把这个拓扑简称为全桥是不妥的，全桥拓扑实际上有两种：

▪ 移相全桥（如上图所示）

▪ 全桥 LLC（LLC 有半桥和全桥两种）

我们来简单比较一下『移相全桥和全桥 LLC 拓扑的的差异』

移相全桥

全桥llc

可以看出两者的差异非常小，全桥 LLC 仅多了一个电容而已，但性能之差异不可同日而语。

关于移相全桥涉及一个概念：相位差。我们常见的比较相位差都是正弦波，而在移相全桥中其比较的相位是矩形波，矩形波又如何比较相位差呢？我们来看 Vikipedia 上关于相位差的一种定义：Phase can also be an expression of relative displacement between two corresponding features (for example, peaks or zero crossings) of two waveforms having the same frequency。也就是说相位差还可以定义为两相同频率的波形的起点或顶点位置的相对距离。

移相为了什么？调节输出电压。

绝大部分电源控制芯片内部的结构中都有用到一个 RS 触发器，或者叫 RS 锁存器，各位可以去查一下，ST 的6561、6562等，还有几乎所有的原边反馈 PSR 芯片、准谐振（QR）控制芯片，甚至 LLC 控制芯片如 Fairchild 的 FSFR 系列的 LLC 控制芯片，都要用这么一个触发器，如图：

RS 触发器有什么用？不用结果会怎样？

RS 触发器太厉害了，抗干扰非它莫属。各种抗干扰电路尤其是开关电源芯片中使用得就更多了，几乎所有的电源控制芯片中都用到。

它是怎么抗干扰的呢？

如图，进入误差放大器的反馈信号取自与输出，而这个反馈信号一定是不稳定的，包含了太多的干扰信号，比如纹波、共模干扰、高频干扰等，这种信号进入误差放大器后一定会在误差放大器的输出端产生多次的高低电平变化，如果没有这个 RS 触发器则输出 MOS 管无所适从，一定会不断的开、关，有了 RS 触发器那就好啦，在一个时钟周期内，输出只能有一次翻转，后面来再多的干扰都被忽略，直到下一个时钟信号来了之后才会进行翻转。此处 RS 触发器的作用专业地讲叫 PWM 锁存（latching）。

关于 RS 触发器建议翻一下数字电路的书以加深印象。

开关电源简单讲就两部分，一是功率级、二是控制级，控制级主要为两种：电压模式和电流模式，当然还有一种称为迟滞控制方式，好像不常用，但是据说控制精度很高。以下是两种最常见的控制模式的波形图，看看能区分哪个是电流模式哪个是电压模式吗？

电压模式比较容易理解，如图：

▪ 从输出端取反馈电压▪ 将反馈电压送入误差放大器▪ 误差放大器和锯齿波电压进行比较▪ 如果误差放大器输出电压高于锯齿波电压则开通 MOS 管，反之则关断 MOS 管▪ 锯齿波由系统产生▪ 图中 VR = Vramp

变压器漏感测试原理

众所周知，测试变压器漏感的方法是短路一侧然后测量另外一侧，测得的电感量就是漏感，这是什么原理呢？如图是理想变压器，理想变压器遵循以下公式：

V2 = N2/N1*V1

N2：副边的匝数 N1：原边的匝数

但实际变压器总是不理想的，总有一部分磁通不传递正能量到副边，在原边兴风作浪，产生很多不利影响。有个领袖曾经说过有人群的地方总有5%的坏人，变压器也不例外，总有5%左右的漏感存在，这部分不传递能量到付边的磁通产生的电感就是漏感，实际变压器的等效图如下：

等效图中漏感总是绕组串联的。为了测量绕组的电感量，我们一般都是使用电桥，施加以一定的频率一定的电压进行测量——这简直是废话，没有频率没有电压还测什么电感呀，虽然是废话但不说不行。测量原理如下：

假如在原边施加 1V 的测量电压，变压器的匝比是 2:1，则副边的电压为 0.5V，这是变压器原理，原边测得的总的电感包含了漏感。为了测量漏感，我们要想法使主电感 LP 为零，然后测量得到的就是漏感。

如何使主电感量为零呢？

方法其实很简单，比如要测量原边的漏感则短路副边，那短路副边后为何就能测得原边的漏感呢？如图：

短路副边后，副边的电压为0V，根据 V2 = N2/N1 * V1 的变压器公式可知原边的电压也一定为 0V，由于漏磁通没有参与耦合，因此短路副边后对漏感没有任何影响，此时从左边看进去测量得到的电感量就是漏感了。

电压控制模式好吗？

很不好，最大的问题是控制精度低，响应速度慢，这不难理解，由于电压控制模式的反馈信号取自于输出，因此总要等输出偏离正常值了才能获取反馈信号，然后再将该误差信号送到前级进行调整，如果负载突然变化，或者我们称其瞬变，则其响应更慢了。这种控制方式长期存在，一直没有突破，估计是受自动控制原理思想的束缚。自动控制的基本原理就是反馈信号总是取自输出，根据输出信号偏离设定值的大小进行调整，因此早期的开关电源的性能总是很差的。

八十年代，Unitrode （现在已被 TI 买去了）公司提出了电流控制模式，如图，很好的解决了电压控制模式的响应慢的问题。

然而电流控制模式并不能单独使用，必须和电压控制模式配合才能正常工作，单打独斗是不行的，如图所示，这样就形成了两个控制环，我们常常称电流控制环路为内环，电压环路为外环，其实这称呼也是因为这两个控制环路所处的位置。

然而，电流模式也并非完美无缺，其最大的问题就是噪声，如图，理想电感电流波形和实际波形有很大的差异，其噪声很难克服，如下图所示：

其尖峰便是噪声源之一。

* 小知识，如下图所示，我们常将 MOS 管源极电阻 Rsense 上信号称为电流采样，但是这样的叫法合适吗？

除了常见得电流模式和电压模式外，还有一个似乎不常见的控制模式称为迟滞控制模式，这种模式的特点与电流电压模式完全不同，电压电流模式我们称其为环路补偿，而迟滞控制方式完全不需补偿，但是其控制精度很高并且响应相当的快，也有电压模式和电流模式两种，其原理其实很简单，即采用的是迟滞比较方式，电压模式如图所示：

其工作原理从图上不难理解，类似于我们常用的 “窗口比较器”，输出反馈信号和参考信号进行比较，高于参考信号即关断输出，低于参考信号则立刻开通。

磁滞电流控制模式也是和电流控制模式很类似的，检测的是电流，如图中圈出部分，磁滞电流模式同样不能单独工作需与电压反馈信号协同才能工作。