分析了开关电源中高频变压器在考虑了变压器绕组导体的电位分布情况下的电场储能特性和共模电磁干扰发射特性。指出采用一端口入端电容描述电场储能效应，而采用二端口转移阻抗电容描述共模电磁干扰发射效应，并提出了相应的参数计算方法。在此基础上，建立了新的高频变压器电容效应模型，该模型可以同时兼顾变压器的电场能量储存特性和共模噪音抑制特性，能合理地揭示变压器内共模噪音电流的流动机理。实验和仿真结果均验证了理论分析和模型。

高频电容现有变压器模型介绍

普遍使用的变压器模型，该模型含有3个集总电容，包括原边绕组电容C_p，副边绕组杂散电容C_s，原边和副边绕组间的杂散电容C_ps1、C_ps2。其中C_p和C_s分别反映了变压器内原边和副边各自内部存储的电场能量，而C_ps1、C_ps2则代表了变压器原边和副边的电场耦合能力，是影响共模电流大小的重要因素之一，是电磁干扰分析中的关键参数。

在开关电源的电磁干扰分析中，变压器原边和副边间的电容C_ps1、C_ps2是共模干扰噪音的重要通道，对该电容的测量和估算是准确预测共模噪音并采取有效抑制措施的前提条件。按照以往直接测量变压器原边和副边得到的电容在实际电路分析中存在很大的问题，例如直接用LCR表测得的C_ps1、C_ps2，就无法考虑到变压器绕组线圈上的电位分布的影响，其电容值仅由绕组相对面积和绕组间的间距等结构参数决定，很多文献称之为结构电容。而在实际应用中，变压器线圈各匝间电位分布不是固定值而是有一定的电位梯度分布，因此在电路分析中采用上述方法测量得到的电容参数不能准确描述变压器的实际电容效应，需要采用能够反映变压器绕组电位分布的变压器容性参数测试手段和计算方法。

在考虑变压器绕组各匝匝间存在不同电位分布的情况下，变压器的绕组间电容一般通过变压器的电场存储能量来计算，得到变压器的能量端口有效电容。

高频电容共模端口有效电容

变压器的分布电容是共模电流传输通路的重要参数，用变压器存储电场能量归算得到的能量端口有效电容，并不能反映变压器对共模电流传导的特性，因为变压器的能量端口有效电容是一端口网络参数，是从电压施加侧看进去的同一端的等效电容，它反映了变压器存储电场能量的能力。而描述变压器内共模噪音电流流动的有效电容应该是一个二端口网路参数，即噪音源施加于变压器的一端口，而共模噪音电流是经两个绕组间的分布电容由另一端口流出。 以反激式开关电源为例解释了其中的差异，原边噪音源产生的共模噪音经变压器绕组间电容耦合到变压器的副边，流入副边由对地分布电容经LISN阻抗回到地。

由储存能量得到的能量端口有效电容，该等效电容是将原边和副边间的存储能量归算至原边电位U_p，归算得到的能量端口有效电容反映了原边和副边之间所存储的电场能量，是原边施加电位U_p的参数C_E=f(U_p)，是一端口的阻抗参数。则体现了原边所施加电压U_p的情况下，共模电流由变压器副边流出，其对应的有效电容体现了变压器一端口施加电压，另一端口出现的共模电流大小的二端口转移阻抗的概念C_Q=f(Up， i_CM)。明显的基于能量计算得到的描述一端口的有效电容并不等同于描述共模噪音的二端口有效转移阻抗电容，不适合用来分析共模噪音电流。

高频电容变压器电容特性建模

能量端口有效电容和共模有效电容均为折算到原边电压U_p的有效电容，其中能量端口有效电容为C_E=C₀/3，表征了变压器存储电场能量的物理特性，而用形成位移电流的感应电荷计算的共模端口有效电容为C_Q=C₀/2，表征了变压器对共模噪音的抑制特性。两个端口有效电容间存在差异，而且C_Q>C_E，原有的模型无法同时表达这两种特性，为此需要对变压器进行重新建模。考虑了变压器线圈电位分布的新模型，该模型在原有两个集总电容的基础上增加了一个新的集总电容C_ps3，这3个电容参数并不是简单的把总的C_ps 分为三等分，即 C_ps1=C_ps2=C_ps3=C_ps/3，对这3个电容的参数进行分析计算，以期可以同时表达变压器存储能量和共模噪音抑制的两种特性。

共模噪声测试包括2端和3端两种接入情况：3端输入时变压器的共模电磁干扰信号经副边侧母线直接流回地线，变压器的原边静点(电压非跳变点)和副边静点(电压非跳变点)间的电位差就是噪音电流流经LISN标准50Ω电阻的电位差，考虑到噪音电流为µA数量级，此电位差可以忽略不计，认为原边静点与副边静点电位相同；而2端输入时共模噪声经副边对地分布电容C_g构成回路，此电容一般很小，因此副边噪声电位可以看作与原边的中点电位相同为U_p/2。