反激式变压器一般工作于两种工作方式 :

1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": 同时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.

2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.

DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的.

DCM / CCM原副边电流波形图

实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.

在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.

因此,

ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns

即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.

比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.

在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.

综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).

当开关晶体管Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = Lp*Ip^2 / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律: (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形

导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:

Vce max = VIN / (1-Dmax)

VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期

Dmax = ton / T

由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.

开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 Np*Ip = Ns*Is而导出. Ip亦可用下列方法表示:

Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率

公式导出如下:

输出功率 : Po = LIp^2η / (2T)

输入电压 : VIN = L*di / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:

VIN = L*Ip*f / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / (Ip*f)

则Po又可表示为 :

Po = η*VIN*f* Dmax*Ip^2 /(2f*Ip) = 1/2*η*VIN*Dmax*Ip

∴Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax)

上列公式中 :

VIN : 最小直流输入电压 (V)

Dmax : 最大导通占空比

Lp : 变压器初级电感 (mH)

Ip : 变压器原边峰值电流 (A)

f : 转换频率 (KHZ)

反激式变压器优点

反激式变压器的优点有:

1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.

2. 转换效率高,损失小.

3. 变压器匝数比值较小.

4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.

反激式变压器缺点

反激式变压器的缺点有:

1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.

2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.

3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.

FLYBACK变压器设计之考量因素

1.储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.

Ve: 磁芯和气隙的有效体积.

or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)

式中Imax, Imin —— 为导通周期末,始端相应的电流值.

由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.

在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.

外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.

反激式变压器设计步骤

例如：输入电压:AC90-264V 输出电压:19V 输出电流:3.16A 输出功率:60W 频率:70K

Step1. 选择CORE材质,确定△B

本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度

相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃

Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃

为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.

选 △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 T

Step2确定Core Size和 Type.

1> 求core AP以确定 size

AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)

= [(60/0.83 60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4

式中 Pt = Po /η Po 传递功率;

J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .

2> 形状及规格确定.

形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:

Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm

AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )

Step3估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )

本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.

即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A

Step4求匝数比 n

n = [VIN(min) / (Vo Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V

= [107 / (19 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]

= 5.5 ≒ 6

匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.

CHECK Dmax:

Dmax = n (Vo Vf) / [VINmin n (Vo Vf)]= 6*(19 0.6) /[107 6*(19 0.6)] = 0.52

Step5求CCM / DCM临

ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533

Step6计算次级电感 Ls 及原边电感 Lp

Ls = (Vo Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19 0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH

Lp = n*n*Ls = 6*6*12.76 = 459.4 uH ≒ 460

此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.

Step7求CCM时副边峰值电流Δisp

Io(max) = (2ΔIs ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )

ΔIsp = ΔISB ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) 10.533 / 2=11.85A

Step8求CCM时原边峰值电流ΔIpp

ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A

Step9确定Np、Ns

1> Np

Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts

因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts

考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.

2> Ns

Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts

3> Nvcc

求每匝伏特数Va Va = (Vo Vf) / Ns = (19 0.6) / 10 = 1.96 V/Ts

∴ Nvcc = (Vcc Vf) / Va =(12 1)/1.96=6.6

Step10计算AIR GAP

lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm

Step11计算线径dw

1> dwp

Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A

Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2

= 0.1 (取Φ0.35mm*2)

2> dws

Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)

量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 则 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)

3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4

上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.

4> 估算铜窗占有率.

0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 Ns*rs*π(1/2dws)2 Nvcc*rv*π(1/2dwv)2

0.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2 10*6*3.14 (0.4/2)2 7*3.14*(0.18/2)2

≧ 11.54 7.54 0.178 = 19.26

0.4 * 125.3 = 50.12

50.12 > 19.26 OK

Step12估算损耗、温升

求出各绕组之线长. 求出各绕组之RDC和Rac @100℃ 求各绕组之损耗功率 加总各绕组之功率损耗(求出Total值) 如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm

则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts

则 INS = 10*4.33 = 43.3 cm

Nvcc = 7Ts

则 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm

查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃

Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃

Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃

R@100℃ = 1.4*R@20℃

求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.

副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A

副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A

副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A

求原边各电流值 :

∵ Np*Ip = Ns*Is

原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A

原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A

原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A

求各绕组交、直流电阻.

原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω

Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω

副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω

Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω

Vcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω

计算各绕组交直流损耗:

副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W

交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W

Total : Ps = 0.146 0.253 = 0.399 W

原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W

交流损 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W

忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W

总的线圈损耗 : Pcu = Pc Pp = 0.399 0.461 = 0.86 W

2> 计算铁损 PFe

查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2

LP32 / 13之Ve = 4.498cm3

PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W

Ptotal = Pcu PFe = 0.6 0.112 = 0.972 W 估算温升 △t 依经验公式 △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃

估算之温升△t小于SPEC,设计OK.

Step13结构设计

查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.

考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.

为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :

X'FMR结构 :

图1-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图， 图1-a中，ui是开关电源的输入电压，t是开关变压器，k是控制开关，c是储能滤波电容，r是负载电阻。图1-b是反激式变压器开关电源的 电压输出波形。 　把图1-a与图1-16-a进行比较，如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下，原来变压器输出电压的正、负极性就会 完全颠倒过来，图1-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。不过，因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载，而图 1-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。由于储能滤波电容的容量很大，其两端电压基本不变，变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管 和输出电压uo进行限幅，因此，图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除，被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压uo的最大值up，同时也等 于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值upa。