图4为三电平软开关逆变器结构。在原有T型三电平逆变器基础上加入1个缓冲电感L；2个缓冲电容C1，C2；4个二极管VD_h1—VD_h4构成了新型软开关三电平逆变器。与现有的硬开关三电平逆变器相比，其可以在开关管导通、关断过程中实现零电压关断、零电流导通。这样可有效减小开关损耗。进而提高逆变器效率。

下面通过软开关三电平逆变器由1电平换相到0电平过程说明其具体的工作原理：

(1)1电平稳定工作状态说明 1电平稳态时，开关管V1，V3导通，V2，V4关断；L的初始电流iL=0；C1，C2的电压分别为Uc1=0，UC2=-Udc，Udc为直流母线电压；负载电流五方向如图5所示(规定C2电压左正右负为正，L电流方向向右为正)。

(2)换相第1阶段 V2导通V1关断，此时形成了两条换流回路，负母线电压与L-V2-VD2-C2-VDh4形成第1条回路，L-V2-VD2负载形成第2条回路，两条回路重叠。V1电流迅速减小为零，而V1所承受电压为Udc uc2，由于C2的箝位作用，使V1两端电压上升率受到限制，因此V1关断过程中。大电流和高电压不会同时产生。可实现开关管的零电压关断，因而减少了开关损耗。根据换相过程可列写出以下方程：

放电截止后，由于VD4的箝位作用，使得C2不再被反向充电而通过VD4续流，此后进入下一个换相阶段，该阶段换相时间为

(3)换相第2阶段 由于VD4的箝位作用，使C2不会被反向充电，电流经VD4续流，此时负母线电压与L-V2-VD2-VD4形成回路，负母线电压直接加在L两端，iL线性降低，流过VD4的电流也相应降低。当iL正向增大到IL时，VD4电流降为零后截止。实现了零电流自然关断。经计算换相时间为

(4)0电平稳定工作状态说明 0电平稳态工作过程时V2，V3导通，V1，V4关断；iL=IL；UC1=0，UC2=0。其他换相过程可类似推导出。图2a给出了换相各过程中iL和uc2的变化。图2b给出了换相过程中uv1，iv1的变化，可以看出V1可实现软关断 。

图2为新型H电平软开关逆变器结构图，在原有T型H电平逆变器基础上加入一个缓冲电感L，两个缓冲电容C₁、C₂，四个二极管D_h1、D_h2、D_h3、D_h4构成了新型H电平软开关逆变器。和现有的硬开关H电平逆变器相比其可在开关管导通、关断过程中实现零电压关断、零电流导通。这样可W有效减小开关损耗进而提高逆变器效率。这种软开关同样可W应用于二极管钳位式H电平逆变器中，本文主要分析其在T型H电平逆变器中的应用。

对H电平软开关逆变器进行一个总体概述，根据开关管导通状态、输出电压及电流方向可以将H电平软开关逆变器工作状态分为以下几类，并列表如图3所示。我们规定电流由逆变器流向负载时电流方向为正，反之电流由负载流向逆变器时电流方向为负，缓冲电容左侧电压高于右侧电压为正。下表主要用来说明在不同工况下所涉及的功率开关器件及电容电压变化。从上图可看出H电平软开关逆变器具有四种电平开关变换方式。每种电平以变化方式根据电流方向的不同又可分为两种，但正电平与负电平不能直接变换 。

软开关技术的主要思想是通过在回路中加入缓冲电感、电容，通过电感、电容的谐振作用，使功率开关器件两端电压或者电流为零。当功率开关器件在零电流条件下动作时，称为零电流软开关（ZCS）；在零电压条件下动作，称为零电压软开关（ZVS）。由于开关器件在零电流或零电压条件下完成开关动作不存在电流与电压的积分，所以可以近似认为其开关损耗为零。图1表示的为软硬开关模式下的电压电流轨迹图。图中轨迹A、B和C、D分别表示硬开关关断、开通和软开关开通、关断的轨迹，虚线部分则为开关管的安全工作区，阴影部分表示开关损耗。

从图中可以看出：

（1）功率开关管器件工作在软开关条件下超出安全工作区的可能性大为减小，使得开关管的工作环境大为改善，系统的安全性可靠性大为提高。

（2）由于开关管的功率损耗P为开关管关断过程中的电压与电流的积分。从图中明显的可以看出软开关条件下的开关损耗要远小于硬开关条件下的开关损耗。

（3）巧于在实际电路设计中不能达到理想情况下，会在主回路中产生各种寄生电感电容，又由于功率开关管器件动作速度极快，这就导致这些寄生参数在开关管上产生过电压或过电流的尖峰。而软开关由于可以将开关管电压或者电流钳位到0，这样可有效地减小开关应力，降低du/dt、di/dt，并且使得电磁干扰（EMI）得到有效的抑制。由于软开关具有上述优点使其在PWM逆变器高频化过程中得到很高的关注，也使得各国学者争相研究各种软开关拓扑结构。

相比于传统的两电平逆变器，三电平逆变器具有降低功率器件电压应力、减小电磁干扰和输出电压谐波含量等优点，其越来越多的应用在高压大功率场合。近些年，高压大功率三电平逆变器已成为电力电子领域研究的热点。三电平逆变器应用在高压大功率场合时，其开关器件所承受的阻断电压和流过的电流都比较大，随着开关频率的提高，三电平硬开关逆变器的开关损耗也会显著增加，使逆变器的效率大大降低。三电平逆变器工作在硬开关状态时，较高的电压变化率和电流变化率也将会产生严重的电磁干扰。为了解决三电平硬开关逆变器存在的诸多问题，软开关技术开始被应用到三电平逆变器中，主要是把两电平逆变器的软开关拓扑(谐振极型逆变器和谐振直流环节逆变器)拓展到三电平逆变器中 。

随着世界对光伏及风能需求的不断扩大，作为新能源转换中的核心部件，逆变技术一直是新能源研究的重点。而且现代社会对电网品质要求不断提髙，以及对逆变器小型化、高效化、低谐波污染的要求，简单的两电平逆变器已难以满足送些要求，与其相比H电平逆变器具有输出电压质量高、电流谐波含量少、更加高效，du/dt更低等优点。软开关具有降低开关损耗、减少电磁干扰及工频电磁噪声、提高开关管的可靠性等优势。将H电平与软开关技术结合在一起将有广阔的应用前景。

三电平逆变器自产生以来很快就得到了广泛应用,改善它的输出波形一直是国内外学者研究的主要方向,而电压源型逆变器的输出特性与逆变器所采用器件的开关频率有关,其中脉宽调制PWM技术就可以改变开关频率获得很好的正弦输出波形,PWM调制技术输出开关频率恒定,输出的电流谐波小,限定的谐波电流频谱特性等优点,可以说直到目前为止,PWM在各种应用场合仍占主导地位,并一直是人们研究的热点。在近二十年中,人们对二电平逆变器研究出了多种WPM调制控制方案。PWM技术不仅适应于常规的两电平逆变器,对三电平而言,仍然行之有效。本文的重点内容是研究三电平逆变器的调制策略。目前,三电平逆变器的P翎控制技术概括起来主要有两类:一是基于开环控制的三电平逆变器WPM控制技术,其中应用广泛的有正弦SP翎、空间矢tSVP双开环控制等 。

基于开环控制的三电平逆变器PWM调制策略

由于开环PWM调制具有很多优点:开关频率恒定、限定的谐波频谱、优化的开关模式、实用化的直流环节等,可以同时实现变频变压反抑制谐波等作用,因此三电平逆变器使用开环控制的WPM调制策略比较普遍,如正弦SPWM、空间矢量SVPWM开环控制 。

正弦波PWM是最通俗易懂的一种调制方式,又称为相电压控制法,给定的标准正弦信号波U’和三角载波玲进行比较,在两波形相交时进行脉宽切换,经过正弦SwPM开环调制后,产生一定频率且具有一定脉宽的开关信号(S。、.bss。),再驱动三电平逆变器的开关器件,产生输出信号。该方法具有简单,直观等优点,此外,由于输出波形由方波改进为PWM波,减少了低次谐波,从而解决了电动机在低频区的转矩脉动问题,也降低了电动机的谐波损耗和噪声 。

和三电平逆变器的正弦SwPM调制方法不一样的是,空间矢量SvWPM(又叫磁链跟踪wPM)调制策略是从电机的角度出发,把逆变器和电动机视为一体,以三相对称正弦波电压供电时交流电动机理想的圆形磁场为基准,用逆变器不同开关模式所产生的实际磁链矢t来跟踪基准磁链园,由跟踪结果决定逆变器的开关模式,形成P双波基于开环控制的三电平逆变器的空间矢量SPy烈控制器结构图。空间矢量PWM技术以其电压利用率高、控制算法简单、电流谐波小等特点在交流调速系统中得到了越来越多的应用 。

基于电流闭环的三电平逆变器WM控制结构

交流电机的控制性能主要取决于转矩或者电流的控制质量(在磁通恒定的条件下,为了满足电机控制良好的动态响应,并在极低转速下亦能平稳运转这一要求,经常采用电流的闭环控制,即基于电流闭环的三电平逆变器wPM控制策略,以提高动态负载下的电压控制精度和稳定度,同时也一定程度上求得电流波形的改善。它具有的特点:控制方式简单、动态响应快、具有内在的电流限制能力以及电压利用率高。可以说它同时具有电压和电流控制型逆变器的优点。目前实现电流闭环PWM调制的方法很多,大致有滞环电流PWM控制、线性电流PWM控制、预测电流PWM控制几种 。

滞环电流控制器的主要任务是控制负载端的实际电流,让它能以最小的误差跟踪参考电流指令信号。设滞环比较器的环宽为h2。滞环控制方案是基于三电平滞环比较器的非线性、闭环控制方法。当输入到滞环比较器的信号超过了规定的滞环环宽时,直接产生变换器开关的动作信号。由于该控制器结构简单、算法简单、实现简单,特别重要的一点是它对负载参数的鲁棒性好,不需要知道参数的任何信息,因此,它是最常见、也是应用最为广泛的一种电流控制方法。滞环电流控制经常在逆变器、无功补偿装置等需要控制电流的场合中应用 。

三电平逆变器线性电流PWM控制器可以分离成误差补偿和PWM调制两大部分。在线性电流PWM控制器中,斜波比较器是最基本、最常见的一种控制结构。这种控制器采用的是线性、闭环控制方法 。

控制器中有3个独立的补偿电流误差的PI调节器,电流误差通过PI控制器产生电压控制信号。经wPM调制器处理后得到驱动开关动作的开关信号。在该方案中输出电流的脉动经反馈回到了输入端,并对开关的后续驱动信号产生直接的影响。PI调节器的比例参数凡的增大可以减小电流脉动,而积分参数石的改变能控制输出电流的低频特性。P份M调制算法可采用SPWM、SVPWM等调制方法。若采用的是SPWM方法,加入载波信号的斜率一定不能小于PI调节器的输出信号的斜率,这时开关频率即为恒定的载频 。

可以将三电平NPC逆变器的优点总结如下：

①在换流过程中，每个功率半导体器件所承受的电压均为E（v_dc / 2）。这有助于逆变器电压等级和功率等级的提高，在元器件的选择方面也会留有更大的余地；

②由于三电平NPC逆变器输出线电压、相电压波形的阶梯均多余传统两电平逆变器，因此有着较低的谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）；

③在直流侧电压相同，相电流相同的工况下，三电平NPC逆变器的开关损耗约为传统两电平逆变器的1/2（将在后面的章节进行论述），较小的开关损耗允许适当地增大开关频率，进一步减小谐波。

同时，由于三电平NPC逆变器的拓扑结构的限制，其也具有一些缺点：

①功率半导体器件较多，单相桥臂有四组IGBT/续流二极管，并且比两电平逆变器多出两个钳位二极管。元器件的增加，为驱动电路和控制电路的设计带来了麻烦；

②直流侧两个电容存在中点电压平衡问题，有可能造成输出电压的畸变，甚至损坏元器件；

③功率半导体器件的增多，导致各个器件的损耗和结温不同（将在后面的章节进行论述），对散热系统的设计更为复杂 。

三电平NPC逆变器的DC侧电流纹波分析与损耗的计算，都是根据逆变器所采用的特定的调制方法来进行的。因此，对三电平NPC逆变器调制方法原理的分析及仿真，是进行DC侧电流纹波分析与损耗计算的前提。

自多电平逆变器诞生以来，其相应的PWM控制技术就一直是其研究的重点内容。传统两电平逆变器的PWM控制方法经过几十年的发展，已经较为成熟，而多电平逆变器因其拓扑结构较为复杂、元器件较多等特点的限制，在控制方法上也更为复杂。

多电平PWM控制方法的研究主要是围绕着两个核心问题展开的：

一是输出电压波形的控制，即逆变器输出电压脉冲与调制波等效；

二是逆变器自身运行状态的控制，包括中点电压平衡，输出电压、电流谐波的控制，功率开关器件的损耗分配控制等。设计合理的PWM控制方法，对于三电平NPC逆变器抑制中点电压不平衡问题尤为重要 。

较为常见的多电平PWM控制方法分为：基于载波的PWM控制方法和空间矢量PWM控制方法。

（1）正弦脉宽调制方法（SPWM）

多电平逆变器的基于载波PWM控制方法一般采用载波层叠的形式。多电平载波层叠PWM控制方法与传统两电平PWM控制方式类似。对于m电平逆变器来说，采用（m-1）层相同幅值和频率的三角形载波，分为上下两层，与调制波进行比较，产生开关序列，控制功率开关器件的导通和关断，从而输出想要得到的波形。

对于三电平NPC逆变器来说，可以采用两层载波。按照上下两层载波的相位关系，可以分为反相载波层叠法和同相载波层叠法。

（2）反相载波层叠法

反相载波层叠法中，上下两层载波相位相差180°，如图4所示。图4中，蓝色正弦波为正弦调制波，与上下两组载波进行比较；黑色脉冲序列为交流输出端（以A相为例）与DC侧中点之间的电压u_az 。

（3）同相载波层叠法

与反相载波层叠法相对应，同相载波层叠法的上下两组载波的相位完全相同，如图5所示。

（4）三次谐波注入脉宽调制方法

对于没有中线的三相对称负载的逆变器系统，在输出电压中注入三的倍数次谐波或直流分量时候，对负载电压波形不会产生影响。因此，可以对正弦调制波注入合适的零序分量，从而达到相应的目的。为了提高直流母线电压利用率，可以采用三次谐波注入PWM控制方法，如图6所示 。2100433B