在电力电子行业的发展过程中，半导体技术起到了决定性作用。其中，功率半导体器件一直被认为是电力电子设备的关键组成部分。随着电力电子技术在工业、医疗、交通、消费等行业的广泛应用，功率半导体器件直接影响着这些电力电子设备的成本和效率。自从二十世纪五十年代真空管被固态器件代替以来，以硅(Si)材料为主的功率半导体器件就一直扮演着重要的角色。功率双极性晶体管及晶闸管的问世，大大减小的电力电子设备的体积重量，同时提高了变换效率。为了满足更高工作频率及更高功率等级的要求，IR(International Rectifier)公司研发出首款功率MOSFET，接下来的二十年，功率半导体器件进入一个蓬勃发展的时期，很多新型的功率器件，比如IGBT、GTO、IPM相继问世，并且在相关领域内得到越来越广泛的应用。功率硅器件的应用已经相当成熟，但随着日益增长的行业需求，硅器件由于其本身物理特性的限制，已经开始不适用于一些高压、高温、高效率及高功率密度的应用场合。

半导体技术一直是推动电力电子行业发展的决定性力量。功率硅器件(silicon，Si)的应用已经相当成熟，但随着日益增长的行业需求，硅器件由于其本身物理特性的限制，已经开始不适用于一些高压、高温、高效率及高功率密度的应用场合。

碳化硅(SiC)材料因其优越的物理特性，开始受到人们的关注和研究。自从碳化硅1824年被瑞典科学家Jöns Jacob Berzelius发现以来，直到二十世纪五十年代后半期，才真正被纳入到固体器件的研究中来。 二十世纪九十年代以来，碳化硅技术得到了迅速发展。

20 世纪90 年代以来，碳化硅(silicon carbide，SiC)MOSFET 技术的迅速发展，引起人们对这种新一代功率器件的广泛关注[2-4]。与Si 材料相比，碳化硅材料较高的热导率决定了其高电流密度的特性，较高的禁带宽度又决定了SiC 器件的高击穿场强和高工作温度[5-6]。尤其在SiC MOSFET 的开发与应用方面，与相同功率等级的Si MOSFET 相比，SiC MOSFET 导通电阻、开关损耗大幅降低，适用于更高的工作频率，另由于其高温工作特性，大大提高了高温稳定性。但由于SiC MOSFET 的价格相当昂贵，限制了它的广泛应用。

SiC材料与目前应该广泛的Si材料相比，较高的热导率决定了其高电流密度的特性，较高的禁带宽度又决定了SiC器件的高击穿场强和高工作温度。其优点主要可以概括为以下几点：

1) 高温工作

SiC在物理特性上拥有高度稳定的晶体结构，其能带宽度可达2.2eV至3.3eV，几乎是Si材料的两倍以上。因此，SiC所能承受的温度更高，一般而言，SiC器件所能达到的最大工作温度可到600 ºC。

2) 高阻断电压

与Si材料相比，SiC的击穿场强是Si的十倍多，因此SiC器件的阻断电压比Si器件高很多。

3) 低损耗

一般而言，半导体器件的导通损耗与其击穿场强成反比，故在相似的功率等级下，SiC器件的导通损耗比Si器件小很多。且SiC器件导通损耗对温度的依存度很小，SiC器件的导通损耗 随温度的变化很小，这与传统的Si器件也有很大差别。

4) 开关速度快

SiC的热导系数几乎是Si材料的2.5倍，饱和电子漂移率是Si的2倍，所以SiC器件能在更高的频率下工作。

综合以上优点，在相同的功率等级下，设备中功率器件的数量、散热器的体积、滤波元件体积都能大大减小，同时效率也有大幅度的提升。

在SiC MOSFET的开发与应用方面，与相同功率等级的Si MOSFET相比，SiC MOSFET导通电阻、开关损耗大幅降低，适用于更高的工作频率，另由于其高温工作特性，大大提高了高温稳定性。1200V功率等级下，各类功率器件的特性比较结果，参与比较的SiC MOSFET是GE12N15L。需要指出的是，这些功率器件都为TO-247封装，且IPW90R120C3耐压仅为900V，但它已是所能找到的相似功率等级下，特性较好的Si MOSFET。

碳化硅MOSFET碳化硅(SiC)MOSFET 建模

虽然SiC MOSFET比传统的Si MOSFET有很多优点，但其昂贵的价格却限制了SiC MOSFET的广泛应用。近年来随着SiC技术的成熟，SiC MOSFET的价格已经有了显著的下降，应用范围也进一步扩展，在不久的将来必将成为新一代主流的低损耗功率器件。 在实际的工程应用及设计开发过程中，经常需要对SiC MOSFET的开关特性、静态特性及功率损耗进行分析，以便对整个系统的效率做有效的评估。因此，有必要建立一个精确的SiC MOSFET模型作为工程应用中系统分析和效率评估的基础。近年来，国内外研究人员对于SiC MOSFET的建模研究日渐深入，取得了较多的进展。其中部分文献着重于SiC MOSFET物理特性的建模，但不适用于工程应用中的分析和评估。部分文献采用了传统Si MOSFET的建模思想，一篇弗吉尼亚理工的硕士毕业论文，对1200V20A的SiC MOSFET进行建模，但该模型仅在分立的温度点下设置分立的参数组，其他温度点进行线性插值，模型随温度变化时的准确度不能保证。北卡罗来纳州立大学的王军博士提出了一种适用于10kV SiC MOSFET的变温度参数建模方法，对SiC MOSFET的建模具有普遍的指导意义，已得到业界比较广泛的认可和接受，Rohm公司也相继推出了600V及1200V的SiC MOSFET。因此，建立一个适用于目前主流中低压SiC MOSFET的模型就显得尤为重要。

碳化硅MOSFETSiC MOSFET 的驱动电路

由于SiC MOSFET器件特性与传统的Si MOSFET有较大差别，SiC MOSFET驱动电路也是一项研究的重点。相比于Si MOSFET，SiC MOSFET的寄生电容更小。以量产的CMF20120D 为例， 其输 入 电 容仅 有1915 pF， 但 与 其功 率 等 级 相 同 的 Si MOSFET IXFB30N120P的输入电容有22.5nF，两者相差超过十倍。因此，SiC MOSFET对驱动电路的寄生参数更敏感。另一方面，目前量产的SiC MOSFET的驱动电压范围为 -5V~ 25V ，建议驱动电压一般为-2V/ 20V；而传统的Si MOSFET的驱动电压范围为-30V~ 30V，建议驱动电压一般为0/ 15V。因此，SiC MOSFET与传统的Si MOSFET相比，安全阈值很小，驱动电路的一个电压尖峰很可能就会击穿GS之间的氧化层，这也是驱动电路需要精心设计的另一个原因。

量产的SiC MOSFET设计了专用的驱动芯片。另一家SiCMOSFET也提供了关于驱动的相关资料。CMF20120D技术手册上提供的驱动电路，采用光耦隔离，驱动芯片采用IXDI414，-VEE与地之间需接入多个电容，以抵消线路感抗对驱动波形的影响。然而datasheet中并未给出 VCC和-VEE的电源解决方案，且IXDI414可提供14A的峰值电流，而实际应用过程中，驱动电路一般 很难从驱动芯片中抽取14A的电流，故这款驱动芯片并非很合适。

综上所述，结合SiC MOSFET本身的特点及优势，其驱动电路的设计应满足以下要求：

1) 满足SiC MOSFET高速开关的要求，使用驱动能力较强的驱动芯片。

2) 尽量减小驱动电路寄生电感的影响，在PCB布局时应加入适量的吸收电容。

3) 为保证SiC MOSFET的可靠关断，避免噪声干扰可能导致的误开通，应采用负压关断。

碳化硅MOSFET双有源桥(DAB)研究及应用

双有源桥(DAB)作为大功率隔离双向DC-DC变换器的一种，其拓扑最早由DeDoncker于1988年提出DAB主要应用于HEV中蓄电池侧与高压直流母线之间的双向能量传输、航空电源系统及新能源系统中，与其他大功率隔离双向DC-DC变换器相比，DAB的最大优势是其功率密度大，且体积重量相对较小。DAB结构对称，两边各由全桥结构的拓扑构成，可实现能量的双向传输，且能实现两侧的电气隔离。开关管应力较低，且没有额外的滤波电感，仅通过变压器的漏感作为能量传输单元，变换器可实现很高的功率密度。电流纹波不是很大，对输入输出侧的滤波电容的要求不是很高。DAB在一定功率范围内可以实现ZVS软开关，这样DAB的工作频率就可以设置得较高，可进一步减小变压器和滤波电容的体积，提高功率密度。

传统的DAB一般采用移相控制，其中φ为移相角，变压器原副边匝比设为n。当功率从VL流向VH时，开关管Q1、Q4超前Q5、Q8；当功率从VH流向VL时，开关管Q5、Q8超前Q1、Q4。但传统控制策略下的DAB有诸多问题，比如软开关范围窄、轻载时功率回流现象严重、电压输入范围窄等。

功率回流

功率回流是指DAB在功率传输时，电感Ls上的电流和原边侧电压存在相位相反的阶段，导致功率流回电源中。

输入电压范围

结合软开关范围和功率回流的分析，不难看出传统移相控制DAB的又一个缺点：输入电压范围窄。当DAB中变压器原副边匝数比n确定后，如果输入电压V1范围变化较宽，则原副边电压d的变化范围较宽，软开关的范围将受到严重限制，直接影响到变换器的效率。同样的，当输入电压范围变宽后，意味着移相角的变化范围也必须相应变宽，较宽的电压范围必然会导致功率回流现象更严重。因此，为保证DAB能有较高的转换效率，双有源桥的输入必须控制在较小范围内。

针对传统控制策略下 DAB 的诸多不足，从 2008 年起，国内外很多研究人员相继提出了多种改进型的控制策略，对 DAB 的研究也进入了一个新的高度。改进型控制方法的主要思想是，不仅原副边的开关管移相（即传统控制方法，Q1、Q4及 Q5Q8有移相角 D2），而且同一侧桥臂也设置移相角（Q1Q2Q3Q4存在移相 D1）。这些控制方式又能细分，有一侧桥臂设置内移相角 D1，另一侧桥臂仍用传统的移相方法，不设置内移相角；或者原副边都移相，均设置D1，但两侧的内移相角 D1可能不同。又根据 D1与 D2的大小关系，另结合 V1与 nV2的关系，有很多种不同的组合方式，从而有不一样的模态。其最终的控制手段还是通过改变变压器原副边的电压波形，从而改变加在 LS两端的电压，最终改变 LS的电流，达到不同的优化目的。

通过改变内移相角 D1，可以改变变压器两端电压 V1或 V2的波形，V1与 V2 9 的不同（包括幅值大小及相位差），即可达到控制 LS电流的目的，从而对软开关范围、功率回流等问题有所改善。

有文献较系统地介绍了以上一些不同的控制方法，推导了部分控制模式下的数学模型。该文献主要针对的是 ZVS 范围及电感电流有效值来提高效率。文献中提出，对于两端口的DAB，两侧桥臂都设置移相角 D1的控制方法优势并不明显。对于这种两侧都移相的控制方法在多端口的情况下还要做进一步分析。

有文献针对功率回流的问题提出了改进的控制方法，该文献采用的是两侧桥臂都移相的控制方法，不仅原副边的 Q1Q2和 Q5Q6存在移相，同侧桥臂的 Q1Q2和 Q3Q4也存在移相。这种控制方法的复杂之处在于，输出功率是同时与 D1D2相关的，在同一个输出功率下D1D2有很多种组合方式。如何通过 PI 调节获得最优化的 D1D2组合是控制策略优化的关键。文献中论述了在某些特性条件下，这种两侧移相的控制方法可以使功率回流为零，并论证了该特殊条件下可以实现全负载范围的软开关，动态特性较传统移相控制方法更优。 解读词条背后的知识

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