LED驱动电源存在不足的原因: (1) 生产LED照明及相关产品的公司的技术人员对开关电源的了解不够，做出的电源是可以正常工作，但一些关键性的评估及电磁兼容的考虑不够，还是有一定得隐患; (2) 大部分LED电源生产企业都是从普通的开关电源转型过来做LED电源，对LED的特点及使用认识还不够; (3) 关于LED的标准几乎没有，大部分都是参考开关电源和电子整流器的标准; (4) 大部分LED电源没有统一，所以量大部分都比较小。采购量小，价格就偏高，而且元器件供应商也不太配合; (5) LED电源的稳定性:宽电压输入，高温和低温工作，过温、过压保护等问题都没有一一解决; 首先是驱动电路整体寿命，尤其是关键器件如:电容在高温下的寿命直接影响到电源的寿命; 其次是LED驱动器应挑战更高的转换效率，尤其是在驱动大功率LED时更是如此，因为所有未作为光输出的功率都作为热量耗散，电源转换效率的过低，影响了LED节能效果的发挥;在功率较小(1-5W)的应用场合，恒流驱动电源成本所占的比重已经接近1/3，已经接近了光源的成本，一定程度上影响了市场推广。
一、设计特色
1、作环境温度高(75度)
2、高能效
3、合EU CoC/CEC 2008/能源之星2.0要求，带载模式效率高(可达86%，要求为79.6%);在265 VAC输入时的空载输入功率< 250 mW，要求为300 mW
4、滞过热关断保护
5、载断开保护
6、足EN55015B传导EMI限制，EMI裕量>8 dB微伏
二、工作原理
图所示为一个典型的20 V、14 W恒压(CV)、恒流(CV)输出的电源电路。LED阵列的光输出量与所流经的电流量成正比。因此，LED驱动器应具有恒流输出，而不是恒压输出。在本设计中，DC输出未与AC输入隔离，因而LED阵列和外壳应与用户安全地隔离开来。
AC输入由BR1、C1和C2进行整流和滤波。电感L1与C1和C2一起构成一个π形滤波器，并提供EMI滤波。保险丝F1在发生严重故障时提供保护。为使电源在空载下正常工作而不受损坏，使用齐纳二极管VR2进行恒压调整并使电压保持在约21 V。
通过检测电流检测电阻R7上的压降来实现恒流特性。并联稳压器IC U3与R9、R8和R8A一起来在运算放大器U2的反向输入端生成0.07 V的精确电压参考。达到设定电流时，R7上的电压将超过参考电压，这样会使运算放大器的输出增大。此时会正向偏置D4，驱动Q1的基极，进而将电流从U1的EN/UV引脚拉出。电容C7和电阻R11提供环路补偿。使用运算放大器的限流方式使电流采样电压最小化，从而降低了损耗，使效率最高。
只要EN/UV引脚拉出的电流超过115 μA，U1中的MOSFET都会以逐周期的方式被禁止(开/关控制)。通过调整使能与禁止开关周期的比例，反馈环路可以调节输出电压或电流。开/关控制方式同时优化了不同负载情况下的转换器效率，使之符合能效标准。
由于环境温度高，U1将在降低的电流限流点模式下进行工作。这样可以提高电源的整体效率并改善其散热性能。初级箝位(D1、VR1、C3及R3)将最大峰值漏极电压控制在内部
MOSFET的700 V BVDSS击穿电压之下。电阻R23减小高频漏感振荡，从而降低EMI。次级侧的输出通过二极管D2、D3和C6进行整流和滤波。
三、设计要点
1、要选择快速二极管而不能选择超快二极管，通过恢复部分漏感能量来提高效率。
2、容C3用于改善EMI性能。
3、择电阻R10，用于在最低输出电压为6 V时向U3提供1 mA的供电电流。
4、U1可选电流限流点允许对电流限流点和器件大小进行优化选择，以适应环境温度。例如，为了降低耗散，可以通过将C3从1μF更改为0.1 μF来在相同设计中使用TNY280GN器件。或者，在散热性能较高的环境中，可以通过将C3从1μF更改为10μF来使用TNY278GN器件。
5、源在LED灯串电压介于6 V至20 V之间时均可正确工作。但由于输出电流恒定不变，灯串电压越低，输出功率就越低。
虽然在输出电压可能高于也可能低于输入电压时，峰值电流模式控制的非连续升降压转换器是LED驱动器的一个不错选择。但是，采用这种升降压转换器来设计驱 动器时，LED电压的变化会改变LED电流，LED开路将导致输出端产生过高的电压，从而损坏转换器。本文将详细讨论这种用于LED的转换器设计，并给出多种克服其固有缺点的方法。
发光二极管(LED)的应用已有很多年，随着最新技术的进步，它们正逐渐成为照明市场中强有力的竞争者。新的高亮度LED具有很长的寿命(约10万小时)和很高的效率(约30流明/瓦)。过去三十多年来，LED的光输出亮度每l8~24个月便会翻一番，而且这种增长势头还会持续下去，这种趋势称为Haitz定律，相当于LED的摩尔定律。
从电气上来说，LED与二极管类似，它们也是单向导电(尽管它们的反向阻断能力并不太好，高的反向电压很容易损坏(LED)，并具有与常规二极管类似的低动态阻抗V-I特性。另外，LED一般都有安全导通时的额定电流(高亮度LED的额定电流一般为350mA或700mA)。通过额定电流时，LED正向压降的差异可能比较大，通常350mA白光LED的压降在3~4V之间。
驱动LED需要受控的DC电流。为了使LED的使用寿命长些，LED电流中的纹波必须很低，因为高纹波电流会使LED产生较大的阻性功耗，降低LED使用寿命。LED驱动电路需要更高效率，因为总体效率不仅取决于LED本身，也与驱动电路有关。而工作于电流控制模式的开关转换器是满足LED应用 的高功率及高效率要求的理想驱动方案。
驱动多个LED也需要仔细考虑。图1是LED的串并联连接电路。其中图1(a)为LED的并联连接电路。图1(h)是LED的串联连接电路。由于各个LED的动态阻抗和正向压降不相同，因此，如果没有外部均流电路(如电流镜像)，就不可能保证流过LED上的电流相同;此外，由于一个LED 出现故障将使LED串断开，从而致使所有LED电流在剩下的LED串之间分配，这将导致LED串上的电流增大，从而可能损坏LED。因此，出于上面两个原因，设计时一般不用如图1(a)那样的并联LED电路。
因此，更好的做法是将LED串联起来。但该方法的缺点是，如果一个LED 出现故障，则整个LED串将停止工作。让剩下的LED串继续工作的一个简单办法是将一个齐纳二极管(其额定电压大于LED的最高电压)与每个(或每组) LED并联，如图1(b)所示。这样，任何一个LED发生故障后，其电流都会流到相应的齐纳二极管上，LED串的其余部分仍可正常工作。
基本的单阶开关转换器可分为三类:降压转换器、升压转换器和升降压转换器。当LED串的电压低于输入电压时，降压转换器图2(a)是理想的选 择;当输入电压总是低于串输出电压时，则使用升压转换器比较合适图2(b);当输出电压可能高于也可能低于输入电压时(由输出或输入变化引起)，则采用升降压转换器图2(c)比较合适。升压转换器的缺点是，输入电压的任何瞬变(可使输入电压升高并超过输出电压)都会导致LED上流过很大电流(由于负载的低动态阻抗)，从而损坏LED。升降压转换器也可代替升压转换器，因为输入电压的瞬变不会影响LED电流。
升降压转换器的工作原理
对于低电压应用中的LED驱动器，升降压转换器是一种不错的选择。其原因有它们可用高于和低于输入电压的电压来驱动LED串(升压和降压)、效率很高(很容易到达85%以上)、非连续工作模式可抑制输入电压的变化(提供优良的线电压调节)、峰值电流控制模式允许转换器调节LED电流，而无需复杂的补偿(简化设计)、很容易实现线性和PWM LED亮度调节、开关晶体管失效不会损坏LED等等。图2给出了降压、升压和升降压转换器与LED串的连接电路。
但是，这种方法仍有缺点:一是峰值电流受控问题，因为采用非连续电流模式的升降压转换器是一种功率恒定的转换器。因此，LED串电压的任何变化都会引起LED电流的相应改变;另一个问题是LED开路状态会在电路中产生损坏转换器的高电压;此外，还需要额外的电路将恒定功率转换器转变为恒定电流转换器，并需要在无负载情况下保护转换器。
图3所示为具体的升降压转换器应用电路，该控制器内置了用于设定开关频率的振荡器。在开关周 期之初，Q1导通。由于输入电压VIN加在电感上，电感电流(iL(t))开始从零(初始稳定状态)开始上升。当感应电流上升至预先设定的电流值 (ipk)时，Q1关闭。开关导通时间(ton)由下式确定:
ton=ipkL/VIN
此时，存储在电感内的总能量(J)为:
J=Li2pk/2
这样，尽管此时开关会关闭，但流经电感的电流并不会中断。这会使二极管D1导通，并在电感两端产生输出电压(-Vo)，这个负电压会导致电感电流迅速下降。经过一定时间tOFF后，电感电流趋于零。此时间可通过下列公式来计算:
tOFF=ipkL/VO
为使转换器工作在非连续导通模式下，开关导通时间与电感电流下降时间的总和必须小于或等于开关周期TS，以便确保在下一个开关周期时，电感电流能够从零开始。
事实上，在输入电压最小和输出电压最大的情况下，(tON+tOFF)可取得最大值。因此，确保在这些电压下转换器工作于非连续导通模式可保证在任何情况下都能满足下式所列的条件: tON+tOFF≤Ts
转换器从输入端获得的功率(Pin)电感中的能量与开关频率f的乘积:即:
Pin=fsLi2pk/2
假设LED串的电压(VO)恒定且效率为100%，那么LED的电流(iLED)为:
iLED=PIN/VLED=Li2pkfs/2V
在峰值电流控制模式下，ipk通常是一个固定值。因此，LED电流完全独立(理论上)于输入电压。在固定的ipk下，输入电压的上升(下降)会引起晶体管的导通时间成反比例减少(增加)，这将提供很好的线电压调节。在实际应用中，从控制IC检测到电流峰值到GATE引脚实际关断之间的延迟会引起 输入功率变化。导通时间较短会由于延迟时间而出现更多误差，因为延迟时间将会占导通时间相当大的部分。
实际上，LED电流与LED串的电压成反比。一个标称输出为20 V和350 mA的电路，将在10V输出电压时产生700 mA的电流，这显然不是期望的结果。但是，通过使开关频率与输出电压成正比，上述公式提供了一种将恒定功率转换器转换为恒定电压转换器的方法。
假设fs=KVO，其中K是常数，那么有:
iLED=kLi2pk/2
这样，iLED将独立于输入和输出电压。
回扫转换器的另一个缺点是它易受输出开路状态的影响。当LED开路时，存储在电感内的能量在每次开关导通时间的最后都会被转移到输出电容里。这样，缺少电容放电的负载将导致电容两端的电压逐渐上升，最后超过器件的标称值并损坏功率级。因此，可通过增加额外电路来提供输出电压反馈及过压保护。
输出电压反馈
图4是一个可实现过压保护和LED开路保护的额外电路。实际上，很多峰值电流模式控制器IC都具有专用的RT引脚。与该引脚相连的电阻可用来设 置内部电流，其内部电流用来给振荡器电容(可以是内部或外部)充电。振荡器电容上的斜坡电压控制开关频率，这样，开关频率与RT引脚的输出电流成正比。电阻越小(大)，电流就越大(小)，开关频率也就越高(低)。基于这一原理，可利用输出电压反馈来调整开关频率。
在图4所示电路中，电阻R3和R4构成一个分压器。R4上的电压减去晶体管Q2基极和发射极之间的压降(Vbe)就是R5上的电压。因此，流经R5的电流(IR5)为:
该电流是利用匹配的晶体管对从控制IC的引脚RT获得的。
图4中的电阻R2用于启动转换器。在启动状态下，输出电压为零，因而IR5也为零。由于没有来自控制器RT引脚的电流，所以转换器无法启动。增加电阻R2可以在启动状态下获得一小部分电流，并使R2的大小满足:
IR5>>V(RT)/R2
其中V(RT)是控制器RT引脚上的电压。满足该条件可确保转换器的启动，并将R2带来的误差降至最低。如选R3=R4，则有:
IR5>>VO/2R5
这里假定输出电压比Q2的基极-发射极压降大得多。
这样，根据以上各公式便可以得到输出LED电流为:
iLED=KICLi2pk/(2×2R5)
这样，LED电流将不再决定于输入或输出电压。采用电阻R6、晶体管Q3和齐纳二极管D2可增加过压保护功能。在LED开路状态下，当开关导通时，电感存储能量，当开关关闭时，该能量转移到输出电容上。因为没有足够的负载供电容放电，输出电压在每个周期都会逐渐升高。当电压升高到超过齐纳二极管的导通电压时，由D2和R6组成的齐纳二极管分支电路开始导通。这也提供了一条通过Q3基极电流的路径，使Q3导通。此时，电阻R4实际上被短路。因此，Q2的基极发射极的PN结将关闭，导致R5上的电流为零。这将停止控制器的内部振荡直到输出电压降到齐纳二极管电压以下，以上过程继续进行。这种猝发模式可将LED开路状态下的平均功率降至最小。这种过压保护方法将强制控制IC进入低频、低功率的工作模式。
齐纳二极管电阻分支电路上的电流必须能在R6上产生足够大的电压，以便为晶体管基极-发射极之间的PN结提供偏置。
结束语
在带有输出电流反馈的开关LED驱动器中，一般还需要反馈补偿来稳定转换器，并调节电流以达到期望的电流值。这些反馈方案的瞬态响应性能是有限的，无法满足LED的PWM亮度调节所需要的快速开/关瞬态响应。然而，本文所描述的转换器并不要求任何反馈补偿。该控制方案所用的唯一反馈信息是通过传感电阻获得流经MOSFET的峰值电流。因为转换器在每个周期都存储所需的能量，所以它可以对瞬态做出即时响应。因此它可以很方便地与PWM亮度调节方案 一起工作。
升降压转换器是低直流电压输入LED驱动器的有效解决方案，无论输出电压高于还是低于输入电压，它都可以驱动LED串。此外，还可在转换器中增 加小型而低廉的额外电路以克服负载调节和无负载状态下的问题。该转换器易于实现，且在峰值电流模式控制时无需进行反馈补偿没计。它所具有的开环特性也使之成为那些需要PWM亮度调节的应用中的理想选择。
