CAN (Controller Area Network，控制器局域网络) 通讯协议可以使用平衡的差分信号以高达1Mbps数字传输。在理想情况下，使用差分信号可以防止任何噪声耦合，每半个差分对 (称为CANH和CANL)和它们各自的噪声的对称变化相互抵消。
但是，没有CAN收发器是完美的，这是由于微小的非对称CANH和CANL信号的存在可能导致差分信号的不完全平衡。发生这种情况时，共模 (CANH / CANL的平均值)的CAN信号将不再是恒定的直流值。相反，它的数值会与噪声相关。
在CAN协议电路中为什么需要共模扼流圈 (Common Mode Choke)?最主要因素是收发器内CANH/CANL 两者的“稳定状态共模电压电平 (Steady-State Common-Mode Voltage Level)”及时间值的输出差异。这是发射器内半导体级的问题，难以避免，在高频环境下影响更明显。为了减少输出噪声的后续影响，有必要考虑外部滤波器元件。
使用共模扼流圈的利与弊
共模扼流圈是CAN通讯协议中最常用的滤波器组件。
图1，CAN收发器的CANH/ CANL与扼流圈连接图
共模扼流圈简单易用，能有效解决CAN收发器输出噪声问题。该元件由两个线圈组成，两个差分信号通过线圈产生磁通量(magnetic fluxes)，使两个差分信号相互抵消。因此不会有净通量积累在核心，就好像在同步输出之前短路CAN信号一样。这方法也增加了共模抑制比(Common Mode Rejection Ratio，CMRR) 。
共模抑制比是模拟电路差分系统中，一个用于衡量其抑制两端输入信号共模部分的一个参数，以dB为单位数值。以方程表达：
CMRR =差分增益/共模增益
CMRR数值愈高，表示系统的信号放大率提高时共模的影响会愈趋减少。下图是一典型量度差分放大系统的CMRR。当中就算电阻器对之间有0.1％的失配 (mismatch) ，将导致CMRR的dB会急遽下跌。由于扼流圈两端阻抗等同，故系统中的CMRR相比较其他滤波方法还是具有优势。
图2，典型共模抑制比(CMRR)测试电路
另外，扼流圈的电感效应与CAN收发器的输出阻抗配合——当总线处于隐性状态(recessive state) 时，为信号提供高阻抗；当总线处于主导状态(dominant state) 时，为差分信号提供低阻抗优化。
然而，增加一个共模扼流圈也有一些缺点。一般来说，共模扼流圈可能会产生信号完整性问题，例如信号损耗或串优 (crosstalk)，及其中最严重的意外后果是因电感式反激产生极高的瞬态电压，使CAN总线连接到直流电压，导致高瞬态电压(High Transient Voltage) 。不幸的是，其瞬态响应是受到终端、总线负载、直流短路、电压电平、布线和其他影响，所以很难完全消除、防范或预测。
抑制瞬态高压
由于瞬态电压是产生于共模扼流圈和收发器之间，如图3的线路中，在两者之间加上TVS齐纳二极管作为“瞬态保护器”。这样，除了有效压制收发器与扼流圈之间的高瞬变电压，也能实现保护收发器免受高脉冲破坏。
图3，CANH/CANL、扼流圈与瞬态保护器连接图
使用此电路，瞬态电压可以在控制下被充分压制。在选择正确的保护装置时，请留意齐纳二极管响应速度必须足够快以钳制瞬态电压。此外，齐纳二极管的电容值也必须考虑。如果电容值太高，瞬态电压会与扼流圈的电感一起工作并在总线上产生振铃信号(ringing signal)。虽然这种振铃不会损坏CAN信号，但它好像电磁一样，会形成更高的发射频率。
新趋势：无扼流的CAN设计
“分离终端（split termination）”是现在较普遍的解决方案，大多数生产商都能提供应用线路的方案。分离终端电路是由两个相等值的分流电阻和一个旁路电容组成，电容连接在电阻和GND之间，形成两个低通滤波器，将高频嘈声引向地面。请注意，两个电阻必须接近相同的值。但由于缺少了改善共模抑制比及阻抗优化，也没有瞬态保护，所以仍有工程师会继续使用扼流圈，并将两者合并使用，以TI公司收发器为例，其建议的线路图如下所示：
图4，CANH/CANL、扼流圈、瞬态保护器与分离终端连接图
2.也有芯片制造商希望从半导体设计和制造开始，严格控制芯片本身，以确保CAN总线波形的平衡。例如，TI的TCAN1042系列希望帮助工程师减少对扼流圈的依赖。
图5，TI TCAN1042功能框图
总结
使用共模扼流圈作为CAN系统收发器的滤波元件，可能在CANH/CANL差分信号造成高瞬态电压，损坏系统，这是由于受电感值、CAN系统架构、终端及元件位置等不同因素影响造成的，所以很难完全消除，防范或预测。以下建议有助避免共模扼流圈对系统产生不良影响：
尽量只使用“分离终端”作为滤波器;
如果必须使用共模扼流圈，建议在CANH/CANL引脚与共模扼流圈之间增加一个“瞬态保护器”以抑制瞬态电压。
